驾驭开关电源设计2.docx
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驾驭开关电源设计2
驾驭开关电源设计12秘笈(中)
秘笈五降压—升压电源设计中降压控制器的使用
电子电路通常都工作在正稳压输出电压下,而这些电压一般都是由降压稳压器来提供的。
如果同时还需要负输出电压,那么在降压—升压拓扑中就可以配置相同的降压控制器。
负输出电压降压—升压有时称之为负反向,其工作占空比为50%,可提供相当于输入电压但极性相反的输出电压。
其可以随着输入电压的波动调节占空比,以“降压”或“升压”输出电压来维持稳压。
图5.1显示了一款精简型降压—升压电路,以及电感上出现的开关电压。
这样一来该电路与标准降压转换器的相似性就会顿时明朗起来。
实际上,除了输出电压和接地相反以外,它和降压转换器完全一样。
这种布局也可用于同步降压转换器。
这就是与降压或同步降压转换器端相类似的地方,因为该电路的运行与降压转换器不同。
FET开关时出现在电感上的电压不同于降压转换器的电压。
正如在降压转换器中一样,平衡伏特-微秒(V-μs)乘积以防止电感饱和是非常必要的。
当FET为开启时(如图1所示的ton间隔),全部输入电压被施加至电感。
这种电感“点”侧上的正电压会引起电流斜坡上升,这就带来电感的开启时间V-μs乘积。
FET关闭(toff)期间,电感的电压极性必须倒转以维持电流,从而拉动点侧为负极。
电感电流斜坡下降,并流经负载和输出电容,再经二极管返回。
电感关闭时V-μs乘积必须等于开启时V-μs乘积。
由于Vin和Vout不变,因此很容易便可得出占空比(D)的表达式:
D=Vout/(Vout"Vin)。
这种控制电路通过计算出正确的占空比来维持输出电压稳压。
上述表达式和图5.1所示波形均假设运行在连续导电模式下。
降压—升压电感必须工作在比输出负载电流更高的电流下。
其被定义为IL=I
对于和输入电压大小相等的负输出电压(D=0.5)而言,平均电感电流为输出的2倍。
有趣的是,连接输入电容返回端的方法有两种,其会影响输出电容的rms电流。
典型的电容布局是在+Vin和Gnd之间,与之相反,输入电容可以连接在+Vin和"V
利用这种输入电容配置可降低输出电容的rms电流。
然而,由于输入电容连接至"Vout,因此"Vout上便形成了一个电容性分压器。
这就在控制器开始起作用以前,在开启时间的输出上形成一个正峰值。
为了最小化这种影响,最佳的方法通常是使用一个比输出电容要小得多的输入电容,请参见图5.2所示的电路。
输入电容的电流在提供dc输出电流和吸收平均输入电流之间相互交替。
rms电流电平在最高输入电流的低输入电压时最差。
因此,选择电容器时要多加注意,不要让其ESR过高。
陶瓷或聚合物电容器通常是这种拓扑较为合适的选择。
必须要选择一个能够以最小输入电压减去二极管压降上电的控制器,而且在运行期间还必须能够承受得住Vin加Vout的电压。
FET和二极管还必须具有适用于这一电压范围的额定值。
通过连接输出接地的反馈电阻器可实现对输出电压的调节,这是由于控制器以负输出电压为参考电压。
只需精心选取少量组件的值,并稍稍改动电路,降压控制器便可在负输出降压—升压拓扑中起到双重作用。
秘笈六精确测量电源纹波
精确地测量电源纹波本身就是一门艺术。
在图6.1所示的示例中,一名初级工程师完全错误地使用了一台示波器。
他的第一个错误是使用了一支带长接地引线的示波器探针;他的第二个错误是将探针形成的环路和接地引线均置于电源变压器和开关元件附近;他的最后一个错误是允许示波器探针和输出电容之间存在多余电感。
该问题在纹波波形中表现为高频拾取。
在电源中,存在大量可以很轻松地与探针耦合的高速、大信号电压和电流波形,其中包括耦合自电源变压器的磁场,耦合自开关节点的电场,以及由变压器互绕电容产生的共模电流。
利用正确的测量方法可以大大地改善测得纹波结果。
首先,通常使用带宽限制来规定纹波,以防止拾取并非真正存在的高频噪声。
我们应该为用于测量的示波器设定正确的带宽限制。
其次,通过取掉探针“帽”,并构成一个拾波器(如图6.2所示),我们可以消除由长接地引线形成的天线。
将一小段线缠绕在探针接地连接点周围,并将该接地连接至电源。
这样做可以缩短暴露于电源附近高电磁辐射的端头长度,从而进一步减少拾波。
最后,在隔离电源中,会产生大量流经探针接地连接点的共模电流。
这就在电源接地连接点和示波器接地连接点之间形成了压降,从而表现为纹波。
要防止这一问题的出现,我们就需要特别注意电源设计的共模滤波。
另外,将示波器引线缠绕在铁氧体磁心周围也有助于最小化这种电流。
这样就形成了一个共模电感器,其在不影响差分电压测量的同时,还减少了共模电流引起的测量误差。
图6.2显示了该完全相同电路的纹波电压,其使用了改进的测量方法。
这样,高频峰值就被真正地消除了。
实际上,集成到系统中以后,电源纹波性能甚至会更好。
在电源和系统其他组件之间几乎总是会存在一些电感。
这种电感可能存在于布线中,抑或只有蚀刻存在于PWB上。
另外,在芯片周围总是会存在额外的旁路电容,它们就是电源的负载。
这二者共同构成一个低通滤波器,进一步降低了电源纹波和/或高频噪声。
在极端情况下,电流短时流经15nH电感和10μF旁路电容的一英寸导体时,该滤波器的截止频率为400kHz。
这种情况下,就意味着高频噪声将会得到极大降低。
许多情况下,该滤波器的截止频率会在电源纹波频率以下,从而有可能大大降低纹波。
经验丰富的工程师应该能够找到在其测试过程中如何运用这种方法的途径。
秘笈七高效驱动LED离线式照明
用切实可行的螺纹旋入式LED来替代白炽灯泡可能还需要数年的时间,而在建筑照明中LED的使用正在不断增长,其具有更高的可靠性和节能潜力。
同大多数电子产品一样,其需要一款电源来将输入功率转换为LED可用的形式。
在路灯应用中,一种可行的配置是创建300V/0.35安培负载的80个串联的LED。
在选择电源拓扑结构时,需要制定隔离和功率因数校正(PFC)相关要求。
隔离需要大量的安全权衡研究,其中包括提供电击保护需求和复杂化电源设计之间的对比权衡。
在这种应用中,LED上存在高压,一般认为隔离是非必需的,而PFC才是必需的,因为在欧洲25瓦以上的照明均要求具有PFC功能,而这款产品正是针对欧洲市场推出的。
就这种应用而言,有三种可选电源拓扑:
降压拓扑、转移模式反向拓扑和转移模式(TM)单端初级电感转换器(SEPIC)拓扑。
当LED电压大约为80伏特时,降压拓扑可以非常有效地被用于满足谐波电流要求。
在这种情况下,更高的负载电压将无法再继续使用降压拓扑。
那么,此时较为折中的方法就是使用反向拓扑和SEPIC拓扑。
SEPIC具有的优点是,其可钳制功率半导体器件的开关波形,允许使用较低的电压,从而使器件更为高效。
在该应用中,可以获得大约2%的效率提高。
另外,SEPIC中的振铃更少,从而使EMI滤波更容易。
图7.1显示了这种电源的原理图。
该电路使用了一个升压TMPFC控制器来控制输入电流波形。
该电路以离线为C6充电作为开始。
一旦开始工作,控制器的电源就由一个SEPIC电感上的辅助绕组来提供。
一个相对较大的输出电容将LED纹波电流限定在DC电流的20%。
补充说明一下,TMSEPIC中的AC电通量和电流非常高,需要漆包绞线和低损耗内层芯板来降低电感损耗。
图7.2和图7.3显示了与图7.1中原理图相匹配的原型电路的实验结果。
与欧洲线路范围相比,其效率非常之高,最高可达92%。
这一高效率是通过限制功率器件上的振铃实现的。
另外,正如我们从电流波形中看到的一样,在96%效率以上时功率因数非常好。
有趣的是,该波形并非纯粹的正弦曲线,而是在上升沿和下降沿呈现出一些斜度,这是电路没有测量输入电流而只对开关电流进行测量的缘故。
但是,该波形还是足以通过欧洲谐波电流要求的。
秘笈八通过改变电源频率来降低EMI性能
在测定EMI性能时,您是否发现无论您采用何种方法滤波都依然会出现超出规范几dB的问题呢?
有一种方法或许可以帮助您达到EMI性能要求,或简化您的滤波器设计。
这种方法涉及了对电源开关频率的调制,以引入边带能量,并改变窄带噪声到宽带的发射特征,从而有效地衰减谐波峰值。
需要注意的是,总体EMI性能并没有降低,只是被重新分布了。
利用正弦调制,可控变量的两个变量为调制频率(fm)以及您改变电源开关频率(Δf)的幅度。
调制指数(Β)为这两个变量的比:
图8.1显示了通过正弦波改变调制指数产生的影响。
当Β=0时,没有出现频移,只有一条谱线。
当Β=1时,频率特征开始延伸,且中心频率分量下降了20%。
当Β=2时,该特征将进一步延伸,且最大频率分量为初始状态的60%。
频率调制理论可以用于量化该频谱中能量的大小。
Carson法则表明大部分能量都将被包含在2*(Δf+fm)带宽中。
图8.1显示了通过正弦波改变调制指数产生的影响。
当Β=0时,没有出现频移,只有一条谱线。
当Β=1时,频率特征开始延伸,且中心频率分量下降了20%。
当Β=2时,该特征将进一步延伸,且最大频率分量为初始状态的60%。
频率调制理论可以用于量化该频谱中能量的大小。
Carson法则表明大部分能量都将被包含在2*(Δf+fm)带宽中。
图8.2显示了更大的调制指数,并表明降低12dB以上的峰值EMI性能是有可能的。
选取调制频率和频移是两个很重要的方面。
首先,调制频率应该高于EMI接收机带宽,这样接收机才不会同时对两个边带进行测量。
但是,如果您选取的频率太高,那么电源控制环路可能无法完全控制这种变化,从而带来相同速率下的输出电压变化。
另外,这种调制还会引起电源中出现可闻噪声。
因此,我们选取的调制频率一般不能高出接收机带宽太多,但要大于可闻噪声范围。
很显然,从图8.2我们可以看出,较大地改变工作频率更为可取。
然而,这样会影响到电源设计,意识到这一点非常重要。
也就是说,为最低工作频率选择磁性元件。
此外,输出电容还需要处理更低频率运行带来的更大的纹波电流。
图8.3对有频率调制和无频率调制的EMI性能测量值进行了对比。
此时的调制指数为4,正如我们预料的那样,基频下EMI性能大约降低了8dB。
其他方面也很重要。
谐波被抹入(smearinto)同其编号相对应的频带中,即第三谐波延展至基频的三倍。
这种情况会在一些较高频率下重复,从而使噪声底限大大高于固定频率的情况。
因此,这种方法可能并不适用于低噪声系统。
但是,通过增加设计裕度和最小化EMI滤波器成本,许多系统都已受益于这种方法。
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- 驾驭 开关电源 设计