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如果该引脚浮置,LM5117内部的50k下拉电阻可保持DEMB引脚为低电平,并启用二极管仿真。
32RES重启定时器引脚可配置打嗝限流模式。
在自动重启前,RES引脚上的电容器决定控制器处于关闭状态的时间。
当控制器经过逐周期电流限制的256个连续PWM周期时,打嗝模式开始。
在此之后,10A灌电流对RES引脚电容充电至1.25V阈值,并重启LM5117。
43SS在软启动期间,外部电容和内部10A灌电流可设置误差放大器基准的斜率。
当VCC5V,UVLO1.25V,内部VCC稳压器被禁用。
VCCDIS有一个内部500k下拉电阻,当此引脚浮置时,可启用VCC稳压器。
用一个连接至外部偏置电源的电阻分压器上拉VCCDIS至1.25V以上,可以重写(override)500k内部下拉电阻。
88FB反馈。
内部误差放大器的反相输入。
取自此引脚输出的电阻分压信号可设定输出电压电平。
FB引脚的调节阈值为0.8V。
99COMP内部误差放大器的输出。
环路补偿网络应连接在此引脚和FB引脚之间。
1010CM电流监视器输出。
它提供检测到的电感电流平均值。
监视器直接连在CM和AGND之间。
不使用此引脚时CM应浮置。
1111RAMPPWM斜坡信号。
SW引脚、RAMP引脚和AGND引脚之间连接的外部电阻和电容用来设置PWM斜坡斜率。
选择合适的元件值可产生一个RAMP斜坡信号,它可以用一个与输入电压成正比的斜坡来仿真电感的交流分量。
1212CS电流检测放大器输入。
连接至电流检测电阻的高边。
1313CSG至电流检测电阻的开尔文(Kelvin)接地连线。
直接连接至电流检测电阻的低边。
1414PGND低边NMOS栅极驱动器的电源接地返回引脚。
1515LO低边NMOS栅极驱动输出。
通过一条短而低电感的路径连接至低边同步NMOS晶体管的栅极。
1616VCC偏置电源引脚。
利用尽可能靠近控制器的低ESR/ESL电容对PGND本地去耦。
1718SW降压稳压器的开关节点。
高边NMOS晶体管的源端和低边NMOS的漏端通过一条短而低电感的路径连接至自举电容。
LM5117TSSOP引脚LLP引脚名称说明1819HO高边NMOS栅极驱动输出。
通过一条短而低电感的路径连接至高边NMOS晶体管的栅极。
1920HB用于自举栅极驱动的高边驱动器电源。
连接至外部自举二极管的阴极和自举电容。
自举电容提供电流为高边NMOS栅极充电,应尽可能靠近控制器放置。
2022VINVCC稳压器电源电压输入源。
EPEPEP封装的裸露焊盘。
需要电气隔离。
应焊接到接地平面,以减少热阻。
6NC无电气接触。
17NC无电气接触。
21NC无电气接触。
23NC无电气接触。
4LM5117绝对最大额定值(注释1)VIN至AGND-0.3至75VSW至AGND-3.0至75VHB至SW-0.3至15VVCC至AGND(注释2)-0.3至15VHO至SW-0.3至HB+0.3VLO至AGND-0.3至VCC+0.3VFB、DEMB、RES、VCCDIS,UVLO至AGND-0.3至15VCM、COMP至AGND(注释3)-0.3至7VSS、RAMP、RT至AGND-0.3至7VCS、CSG、PGND至AGND-0.3至0.3VESD额定HBM(注释4)2kV存储温度-55C至+150C结点温度+150C工作额定值(注释1)VIN(注释5)5.5V至65VVCC5.5V至14VHB至SW5.5V至14V结点温度-40C至+125C电气特性用标准字体表示的数值仅用于在TJ=25时;
使用粗体字体表示的极限值适用于结点温度范围在-40至+125之间。
最小和最大极限值通过测试、设计或统计数据得以保证。
典型值代表TJ=25时标准参数值,仅供参考。
除非另有规定,适用下列条件:
VVIN=48V,VVCCDIS=0V,RT=25k,LO和HO无负载。
标识参数工作条件最小值典型值最大值单位VIN电源IBIASVIN工作电流(注释6)VSS=0V4.86.2mAVSS=0V,VVCCDIS=2V0.40.55mAISHUTDOWNVIN关断电流VSS=0V,VUVLO=0V1640AVCC稳压器VCC(REG)VCC调节无负载6.857.68.2VVCC压差(VIN至VCC)VVIN=5.5V,没有外部负载0.050.14VVVIN=6.0V,ICC=20mA0.40.5VVCC灌电流限制VVCC=0V3042mAIVCCVCC工作电流(注释6)VSS=0V,VVCCDIS=2V4.05.0mAVSS=0V,VVCCDIS=2V,VVCC=14V5.87.3mAVCC欠压阈值VCC上升4.74.95.15VVCC欠压迟滞0.2VVCC禁用VCCDIS阈值VCCDIS上升1.221.251.29VVCCDIS迟滞0.06VVCCDIS输入电流VVCCDIS=0V-20nAVCCDIS下拉电阻500kUVLOUVLO阈值UVLO上升1.221.251.29VUVLO迟滞电流VUVLO=1.4V152025AUVLO关断阈值UVLO下降0.30.4VUVLO关断迟滞0.1V软启动ISSSS灌电流VSS=0V71012ASS下拉电阻1324误差放大器VREFFB输入偏置电流测量条件FB,FB=COMP788800812mVFB输出高电压VFB=0.8V1nAVOHCOMP输出高电压ISOURCE=3mA2.8VVOLCOMP输出低电压ISINK=3mA0.26VAOL直流增益80dBfBW单位增益带宽3MHzPWM比较器tHO(OFF)强制HO关断时间LM5117标识参数工作条件最小值典型值最大值单位tON(MIN)最小HO导通时间VVIN=65V100nsCOMP至PWM比较器偏移1.2V振荡器fSW1频率1RT=25k180200220kHzfSW2频率2RT=10k430480530kHzRT输出电压1.25VRT同步正阈值2.63.23.95V同步脉冲宽度100ns电流限制VCS(TH)逐周期检测电压阈值VRAMP=0,CSG至CS106120135mVCS输入偏置电流VCS=0V-100-66ACSG输入偏置电流VCSG=0V-100-66A电流检测放大器增益10V/V断续模式故障定时器256周期RESIRESRES灌电流10AVRESRES阈值RES上升1.221.251.285V二极管仿真VILDEMB输入低阈值2.01.65VVIHDEMB输入高阈值2.952.5VSW零交叉阈值-5mVDEMB输入下拉电阻50k电流监视器电流监视器放大器增益CS至CM17.520.523.5V/V零输入偏移25120mVHO栅极驱动器VOHHHO高态压降IHO=100mA,VOHH=VHB-VHO0.170.3VVOLHHO低态压降IHO=100mA,VOLH=VHO-VSW0.10.2VHO上升时间C-负载=1000pF(注释7)6nsHO下降时间C-负载=1000pF(注释7)5nsIOHH峰值HO灌电流VHO=0V,SW=0V,HB=7.6V2.2AIOLH峰值HO抽电流VHO=VHB=7.6V3.3AHB至SW欠压2.562.93.32VHB直流偏置电流HB-SW=7.6V65100ALO栅极驱动器VOHLLO高态压降ILO=100mA,VOHL=VCC-VLO0.170.27VVOLLLO低态压降ILO=100mA,VOLL=VLO0.10.2VLO上升时间C-负载=1000pF(注释7)6nsLO下降时间C-负载=1000pF(注释7)5nsIOHL峰值LO灌电流VLO=0V2.5AIOLL峰值LO抽电流VLO=7.6V3.3A开关特性TDLHLO下降至HO上升延迟无负载72nsHO下降至LO上升延迟无负载71ns热TSD热关断温度上升165C热关断迟滞25CJA结点至环境TSSOP-20EP40C/W6LM5117标识参数工作条件最小值典型值最大值单位JC结点至外壳TSSOP-20EP4C/WJA结点至环境LLP-24(4mmx4mm)40C/WJC结点至外壳LLP-24(4mmx4mm)6C/W注释1:
绝对最大额定值为极限值。
超过极限值会导致器件损坏。
额定工作值是保证器件正常工作的条件。
关于规范保证和测试环境,请参阅电气特性表。
注释2:
当输入电源电压低于VCC电压时,请参阅应用信息。
注释3:
这些引脚是输出引脚。
因此,这些引脚未规定外部施加的电压。
注释4:
人体模型是通过一个100pF电容器经1.5k电阻向每个引脚放电进行模拟的。
注释5:
最小VIN工作电压是由内部HV启动稳压器提供的VCC决定的,VCC上没有外部负载。
当VCC由外部电源供电时,最小VIN工作电压为4.5V。
注释6:
工作电流不包括进入RT电阻的电流。
注释7:
高基准和低基准分别为脉冲幅度的80和20。
LM5117典型性能特性HO峰值驱动器电流与输出电压的关系30143203LO峰值驱动器电流与输出电压的关系30143204驱动器死区时间与VVCC的关系30143205驱动器死区时间与温度的关系30143206强制HO关断时间与温度的关系30143207开关频率与RT的关系8LM5117HO输出电压(V)LO下降至HO上升HO下降至LO上升LO下降至HO上升HO下降至LO上升灌灌抽抽峰值电流(A)死区时间(ns)强制HO关断时间(ns)死区时间(ns)频率(kHz)峰值电流(A)LO输出电压(V)温度()温度()VVCC与IVCC的关系30143209VVCC与VVIN的关系30143269VCS(TH)与温度的关系30143270VREF与温度的关系30143271VVCC与温度的关系30143273误差放大器增益和相位与频率的关系LM5117增益(dB)相位温度()频率(kHz)无负载相位VIN上升VIN下降增益温度()温度()VCM与IOUT的关系30143272VCM与VCSG-CS的关系10LM5117同步整流二极管仿真框图和典型应用电路30143210图1:
框图和典型应用电路LM5117电平转换/自适应定时器二极管仿真控制ZCD比较器HO驱动器启用待机待机待机待机断续C/L比较器PWM比较器RES电流重新启动定时器断续模式故障定时器256个周期待机VCCOFF热关断UVLO迟滞电流UVLO阈值VCCDIS阈值SS电流UVLO关断阈值振荡器同步检测器待机VCCOFF重新启动VCC稳压器调节器LO驱动器电流检测放大器电流监控器放大器功能描述LM5117高电压开关控制器具有实现宽输入工作电压的高效高电压降压型稳压器所有必要的功能。
这种易于使用的控制器集成了高边和低边NMOS驱动器。
稳压器控制方法基于仿真电流斜坡的峰值电流控制模式。
峰值电流模式控制提供了固有的输入电压前馈、逐周期电流限制,同时简化了环路补偿。
使用仿真控制斜坡可降低PWM电路的噪声敏感度,有助于可靠处理高输入电压应用所必需的极小占空比。
LM5117的用户可编程开关频率高达750kHz。
RT引脚允许通过一个电阻或同步至外部时钟对开关频率进行编程。
故障保护功能包括逐周期和打嗝模式电流限制、热关断及远程关断功能,拉低UVLO引脚即可实现。
UVLO输入可以在输入电压达到用户选择阈值时启用稳压器,拉低时可提供非常低的静态关断电流。
独特的模拟遥测功能提供了平均输出电流信息,适用于需要电流监控或电流控制的各种应用。
LM5117的功能框图和典型应用电路如图1所示。
该器件采用裸露焊盘的SSOP-20EP和LLP24封装,以帮助散热。
高电压启动稳压器和VCC禁用LM5117包含一个内部高电压偏置稳压器,为PWM控制器和NMOS栅极驱动器提供了VCC偏置电源。
VIN引脚可连接高达65V的输入电压源。
VCC稳压器的输出设置为7.6V。
当输入电压低于VCC设定点电平时,VCC输出可用一个小压降来跟踪VIN。
VCC稳压器的输出电流限制在最小30mA。
上电时,稳压器灌电流进入连接至VCC引脚的电容器。
建议的引脚VCC的电容范围为0.47F至10F。
当VCC引脚电压超过VCCUV阈值且UVLO引脚电压高于UVLO阈值时,HO和LO驱动器被启用,开始软启动顺序。
HO和LO驱动器保持启用状态,直到VCC引脚电压降至低于VCCUV阈值;
UVLO引脚电压降至低于UVLO阈值,或片芯温度超过热关断阈值时,则断续模式被激活。
来自偏置电源的输出电压可以施加在VCC引脚上,以降低较高输入电压条件下的控制器功耗。
当采用外部偏压时,VCCDIS输入可用来禁用内部VCC稳压器。
外部提供的偏压应经一个二极管耦合至VCC引脚,最好是一个肖特基二极管。
如果VCCDIS引脚电压超过VCCDIS阈值,内部VCC稳压器被禁用。
VCCDIS有一个500k的内部下拉接地电阻,为的是在没有外部偏压时可以正常运行。
VCC稳压器串联传输晶体管(passtransistor)包括一个连接在VCC(阳极)和VIN(阴极)之间的二极管,它在正常运行时不应该正向偏置。
如果外部偏置电源电压高于VIN引脚电压,从输入电源至VIN引脚需要连接一个外部阻流二极管(blockingdiode),以防止外部偏置电源经VCC将电流送入输入电源。
30143211图2:
VVINVVCC的VIN配置对于VOUT在6V和14.5V之间的应用,输出可经一个二极管直接连接至VCC。
30143212图3:
6VVOUT14.5V的外部VCC电源对于VOUT6V的应用,在输出电感上可以增加一个偏置绕组,以产生外部VCC电源电压。
30143257图4:
VOUT6V的外部VCC电源12LM5117外部VCC电源当外部VCC供电电压低于8.5V时,需要一个VCCDIS电阻分压器当外部VCC供电电压低于8.5V时,需要一个VCCDIS电阻分压器对于14.5VVOUT的应用,外部电源电压可通过串联在输出至VCC的一个齐纳二极管来调节。
30143259图5:
14.5V-1,经过几个周期后,扰动就会自然消失。
当dI1/dI0-1时,初始扰动并不会消失,从而引起稳态运行条件下的次谐波振荡。
30143281图16:
dl1/dl0-1时的初始扰动效应dI1/dI0可以用公式计算如下:
(19)dI1/dI0和K系数之间的关系如图17所示。
30143276图17:
dl1/dl0与K系数的关系K的最小值是0.5。
当K0.5时,dI1的幅度大于dI0的幅度,而任何初始扰动都会导致次谐波振荡。
如果K=1,在一个开关周期中任何初始扰动都将被消除。
这被称为单周期阻尼。
当-1dl1/dl00时,任何初始扰动都会欠阻尼(under-damped)。
当0dl1/dl01时,任何扰动都将过阻尼(over-damped)。
在频率域,调制器传递函数中采样增益项的品质因数Q可用来预测次谐波振荡的倾向,其定义为:
(20)Q和K系数之间的关系如图18所示。
30143277图18:
采样增益Q与K系数的关系K的最小值还是0.5。
这与时域分析的结果相同。
当KIOUT/2。
在这个例子中,使用了7个3.3F陶瓷电容器。
使用陶瓷电容器,输入纹波电压将为三角波。
输入纹波电压可近似表示为:
并联的电容器值应根据RMS电流额定值来估算。
输入电容之间的电流分配基于开关频率下电容器的相对阻抗。
VIN滤波器RVIN、CVINVIN上的R-C滤波器(RVIN、CVIN)是可选的。
滤波器有助于防止注入到VIN引脚的高频开关噪声引起的故障。
在这个例子中,CVIN使用了0.47F陶瓷电容器。
RVIN选定为3.9。
软启动电容CSSSS引脚的电容(CSS)决定软启动时间(tSS),它是达到最终稳压值的输出电压持续时间。
一个给定CSS的tSS可以用公式(8)计算如下:
对于这个例子,软启动时间为8ms,CSS选择的值为0.1F。
重启电容器CRESRES引脚的电容(CRES)决定tRES,它是LM5117在以断续模式电流限制尝试重新启动之前处于关闭状态的时间。
从公式(13)可以计算出给定CRES的tRES:
对于这个例子,重新启动时间为59ms,CRES选择的值为0.47F。
输出分压器RFB2和RFB1RFB1和RFB2设置输出电压电平。
这些电阻的比值计算公式为:
RCOMP和RFB2之间的比值决定了中频增益AFB_MID。
较大值的RFB2可能需要相应较大值的RCOMP。
RFB2应足够大,以使分压器总功耗很小。
在这个例子中,RFB2选择了4.99k,其结果是12V输出的RFB1值为357。
环路补偿元件CCOMP、RCOMP和CHFRCOMP、CCOMP和CHF可配置误差放大器增益和相位特性,以产生一个稳定的电压环路。
为了迅速开始工作,可按照下面列出的4个步骤进行。
有关详细信息,请参阅应用信息。
第一步:
选择fCROSS通过选择十分之一的开关频率,fCROSS可计算如下:
LM5117第二步:
确定所需的RCOMP已知fCROSS,RCOMP可计算如下:
RCOMP选择的标准值为27.4k。
第三步:
确定CCOMP以消除负载极点已知RCOMP,CCOMP可计算如下:
CCOMP选定的标准值为22nF。
第四步:
确定CHF,以消除ESR零点已知RCOMP和CCOMP,CHF可计算如下:
假设最大ESR的一半为ESR典型值。
CHF选定的标准值为180pF。
26LM5117应用电路30143221图19:
12V,9A典型应用原理图LM5117恒流型稳压器实例利用作为反馈输入的电流监视功能(CM),LM5117可以配置为一个恒流型稳压器。
取自VOUT至AGND的VCCDIS引脚的分压信号可用来防止输出过压。
当VCCDIS引脚电压高于VCCDIS阈值时,控制器关闭VCC稳压器,VCC引脚电压下降。
当VCC引脚电压低于VCCUV阈值时,HO和LO输出停止切换。
由于VCC所需的时间延迟衰减到VCCUV阈值以下,过压保护在断续模式下运行。
参见。
30143282图20:
断续模式输出OVP的恒流型稳压器28LM5117图20断续模式OVP触发为13.4V电流控制(CC)CC模式:
2ALM5117也可以配置为一个恒压和恒流型稳压器,即所谓CV+CC稳压器。
在此配置中,与峰值逐周期电流限制的电感电流相比,其电流限制的变化要小得多。
LMV431和PNP晶体管可在电流环路中建立一个电压-电流放大器。
当输出电流小于电流限制设定点时,此放大器电路不影响正常运行。
当输出电流高于电流限制设定点时,PNP晶体管灌出一个电流进入CRAMP,并在输出电流小于或等于电流限制设定点之前,增加仿真电感电流斜坡的正斜率。
参见和。
30143283图21:
精确电流限制的恒压型稳压器301432145图22:
电流限制比较LM5117电流控制(CC)电流控制(CV)有电流控制电路无电流控制电路CV模式:
5VCC模式:
2A图21图22带裸露焊盘的20引脚TSSO
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