有限双极性软开关工作原理.docx
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有限双极性软开关工作原理
有限双极性全桥软开关工作原理
一,有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构说明:
图一,有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构
图一中,由两个桥臂构成一个全桥逆变电路,Q1和Q3组成超前桥臂;Q2和Q4组成滞后桥臂,其中C1﹑C3为超前桥臂并联电容和寄生并联电容,C2﹑C4为滞后桥臂寄生并联电容,我们设定C1=C3≥C2=C4,其中D1﹑D2﹑D3﹑D4分别为四只开关管IGBT(或MOSFET)Q1﹑Q2﹑Q3﹑Q4的并联(或寄生)二极管,T1﹑CB和Ls分别为主变压器﹑隔直电容和可饱和电感(又称磁性开关),Lx主变漏感和分布电感等的等效电感,L0为输出电感,D5和D6为二次侧整流二极管。
为达到有限双极性的全桥软开关的目的,四只开关管的开关时序如图二:
图二:
开关管时序
超前臂开关管Q1﹑Q3PWM控制开通关断;滞后臂开关管Q2﹑Q4固定脉冲宽度相位差180o开通关断,Q1和Q4同时开通,Q1PWM控制关断,Q4固定脉冲宽度关断;Q3和Q2同时开通,Q3PWM控制关断,Q2固定脉冲宽度关断,Q1和Q4的驱动波形的相位相反;Q3和Q2的驱动波形的相位相反。
二,有限双极性全桥软开关PWM逆变电路工作原理分析
为了分析方便,突出重点略去无关紧要的细节,假定:
a,输出电感的电感量无穷大,流过该电感的电流是恒定的直流。
b,主变压器是理想变压器,其漏感等分布参数用专门的漏感Lk等效。
c,饱和电感Ls是理想的磁性开关,未饱和时电感非常大,饱和后电感几乎为零。
下面按时序逐一分析该电路的行为
1,t0时刻(见图三):
Q1和Q4已经导通多时,原边电流路径为:
U+→Q1→Ls→Lk→CB→T1→Q4→U-。
原边电流Ip为副边输出电感的电流Io的1/n(n为变压器变比,n=Np/Ns)。
此时饱和电感是饱和的,对电路没任何影响,隔直电容已充上左正右负的直流电压。
这是原边向副边传送能量的过程,副边二极管D5导通,D6反偏截止。
图三:
t0时刻
2,t1时刻(见图四):
Q1关断,原边电流Ip因为副边输出电感的作用不能突变,大小仍为Ip=Io/n,原边电流路径切换为为:
C1;C3→Ls→Lk→CB→T1→Q4→U-。
图四:
t1时刻
原边电流Ip为电容C1充电,为C3放电,电容C1和C3连接点“1”点的电压从电源电压U开始缓慢下降,最终会下降到0;Q1的端电压从其导通时的饱和压降(3V左右)开始缓慢上升,最终会上升到电源电压U。
设电容C1和C3的容量为:
C1=C3=C,则电压上升到U的时间为:
t=2nCU/Io可以看出,Q1的关断是零电压(3V左右)状况下的零关断,电压上升率和输出电流有关,输出电流越大,上升率就越大,Q1关断就越硬。
t1时刻后,实际上是电容器C1和C3的电压为一次侧Ls-Lk-CB-T1-Q4回路提供电压,隔直电容继续被充电,电压仍为左正右负。
原边继续向副边传送能量,副边二极管D5保持导通,D6仍然反偏截止。
3,t2时刻(见图五):
图五:
t2时刻
t2时刻,电容C1被充满电,其端电压变成U,C2被放完电,其端电压为零0,由于电感中电流不能突变,电流则通过D3继续流动,使得D3导通,原边电流流动路线改为U-→D3→Ls→Lk→CB→T1→Q4→U-,可见,电流的流动形性成了一个闭环,环的起点和环的终点是同一个点U-,这时的电流称为环流,此时,根据基尔霍夫电压环定律,可得ULK+UCB=0,可以认为:
是隔直电容的电压加到漏感上,环路电流急剧减少。
此时Ip=Io/n–(UCB/LK)ta。
副边二极管D5,D6同时导通为输出电感续流,主变压器被短路,环路电流不仅不传递能量到副边,而且在回路各元件上产生焦耳损耗。
尤其是在D3和Q4上的损耗,会增加开关器件的通态损耗。
故希望环流时间越短越好,环流衰减的越快越好。
在Ip=Io/n–(UCB/LK)ta中可以看出,在其他条件不变的情况下,隔直电容越小,其端电压UCB会越较高,环流时间就越短,环流衰减就越快。
式Ip=Io/n–(UCB/LK)ta中ta为环流衰减时间,当一段时间ta后,原边电流减少到非常小,设为Ipmin。
这时饱和电感退饱和,电感恢复到非常大。
原边电流会保持为Ipmin的值不变。
此时,将Q4关断。
3,t3时刻(见图六)
t3时刻,Q4关断,此时Ip为Ipmin几乎等于0,Q4关断后,由于C2,C4的作用,Q4的端电压从其饱和电压(3V左右)开始缓慢上升,故Q4的关断为零电流/零电压关断。
图六:
t3时刻
Q4关断后,原边的Ipmin小电流,由于漏电感LK饱和电感LK的作用不能突变,将继续流动,流动路线为:
U-→D3→Ls→Lk→CB→T1→C2;C4。
为C4充电,为C2放电。
此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上,电流进一步减少。
4,t4时刻(图七)
t4时刻,原边的Ipmin小电流为C4充电,为C2放电完毕,电容C4上电压为U,电容C2上电
图七:
t4时刻
压为零,随后D2导通。
同样:
有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上,电流进一步减少。
一段时间
后,电流将衰减为零,并往负的方向发展。
此时,Q2和Q3同时导通。
5,t5时刻(图八)
Q2和Q3同时导通,电流将沿以下路径流动:
U+→Q2→T1→CB→Lk→Ls→Q4→U-。
由于饱和电抗器LS还没达到饱和,原边电流从零开始缓慢上升,故Q2和Q3为零电流开通。
一段时间后(大于开关管Q2和Q3的开通时间)饱和电抗器LS饱和,失去电流抑制作用,副边电流Io转移到二极管D6上,二极管D5反偏截止,原边电流为Io/n,先对隔直电容放电后又反向充电。
图八:
t5时刻
6,t6时刻(图九)
原边电流为Io/n,先对隔直电容放电后又反向充电,电压为右正左负。
二极管D6继续导通,二极管D5继续反偏截止,原边向副边传递能量。
一段时间后Q3PWM关断,原边电流Ip因为副边输出电感的作用
图九:
t6时刻
不能突变,大小仍为Ip=Io/n,原边电流路径切换为为:
U+→Q2→T1→CB→Lk→Ls→C1;C3,原边电流Ip为电容C3充电,为C1放电,电容C1和C3连接点“1”点的电压从零开始缓慢上升,最终会上升到U;Q3的端电压从其导通时的饱和压降(3V左右)开始缓慢上升,最终会上升到电源电压U。
电压上升到U的时间为:
t=2nCU/Io可以看出,Q3的关断是零电压(3V左右)状况下的零关断,电压上升率和输出电流有关,输出电流越大,上升率就越大,Q3关断就越硬。
t6时刻后,实际上是电源U和电容器C1和C3的电压为一次侧Q2-T1-CB-Lk-Ls回路提供电压,隔直电容继续被充电,电压仍为右正左负。
原边继续向副边传送能量,副边二极管D5保持导通,D6仍然反偏截止。
当电容C3充电完毕,C1放电完毕,使得“1”点的电压上升到U时,进入t7时刻。
7,t7时刻(图十)
图十:
t7时刻
t7时刻电流改变路径为:
U+→Q2→T1→CB→Lk→Ls→D1→U+,可见,电流的流动形性成了一个闭环,环的起点和环的终点是同一个点U+,此时ULK+UCB=0,可以认为:
是隔直电容的电压加到漏感上,环路电流急剧减少。
此时Ip=Io/n–(UCB/LK)ta。
副边二极管D5,D6同时导通为输出电感续流,主变压器被短路,环路电流不仅不传递能量到副边,而且在回路各元件上产生焦耳损耗。
尤其是在D1和Q2上的损耗,会增加开关器件的通态损耗。
因此环流时间越短越好,环流衰减的越快越好。
在Ip=Io/n–(UCB/LK)ta中可以看出,在其他条件不变的情况下,隔直电容越小,其端电压UCB会越较高,环流时间就越短,环流衰减就越快。
式Ip=Io/n–(UCB/LK)ta中当环流衰减一段时间ta后,原边电流减少到非常小,设为Ipmin。
这时饱和电感退饱和,电感恢复到非常大。
原边电流会保持为Ipmin的值不变。
此时,将Q2关断。
8,t8时刻(见图十一)
图十一:
t8时刻
t8时刻,Q2关断,此时Ip为Ipmin几乎等于0,故Q2的关断为零电流/零电压关断。
Q2关断后,原边的Ipmin小电流,由于漏电感LK饱和电感LK的作用不能突变,将继续流动,流动路线为:
C2;C4→T1→CB→Lk→Ls→D1→U+。
为C2充电,为C4放电。
此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上,电流进一步减少。
4,t9时刻(图十二)
t9时刻,原边的Ipmin小电流为C2充电,为C4放电完毕,电容C2上电压为U,电容C4上电压为零,随后D4导通。
同样:
有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上,电流进一步减少。
一段时间
图十二:
t4时刻
后,电流将衰减为零,并往负的方向发展。
此时,Q1和Q4同时导通。
………重复上一个周期。
三,一次侧电流波形和逆变电路行为的对应点:
图十三
G1点对应超前臂关断点,X对应超前臂开关管并联的二极管续流点,T对应饱和电感退饱和点,G2点对应滞后桥关断点。
四,关键元件的设计计算
1,超前桥臂的零电流开通,饱和电感的计算:
饱和电抗器的主要作用就是用来保证超前桥臂的零电流开通,当超前桥臂开关管开通时,饱和电感尚未饱和,电感非常大,电流从零开始缓慢的增加,直到开关管完全开通后,饱和电感才饱和,电流升至正常的副边反射电流。
所以要求选用矩形系数大,导磁率高的涡流损耗小的闭合磁芯,首选环形铁氧体磁环,根据高斯磁路定律和电磁感应定律可知:
NS=Ton*U/Bs……………………
(1)
L=N2Sμ0μr/lc……………………
(2)
其中:
N为饱和电感匝数;S为饱和电感磁芯导磁截面积;Ton为开关管导通总时间;U为直流母线电压;Bs为磁芯饱和磁密;L为电感量;μ0为真空导磁率μ0=4π×10-7;μr为相对导磁率;lc为环形磁芯平均磁路长度。
由
(1)和
(2)式即可得出包和电感的磁芯导磁截面积和绕组匝数,再根据原边最大电流选择线径,保证磁环窗口能绕下绕组的条件下选择合适大小的磁环,这就确定了饱和电感的参数。
2,最小负载下超前桥臂的零电压关断,超前桥臂缓冲电容的计算:
我们起码得保证焊机在最小焊接负载情况下,超前桥臂的零电压关断条件,为此我们设定最小焊接电流为Io1,那么原边电流就为Io1/n设超前臂开关的固故有关断时间为toff要求在固有关短时间保证充放掉桥臂电容C1和C3的电荷,故有:
(Io1/n)*toff=Qc=2CU
所以:
C=Io1*toff/2nU由此可求得电容C1和C3的值。
3,空载下超前桥臂的零电压关断,无功功率电感的计算:
空载时,输出电流为零,PWM脉冲宽度最宽,ts是最大宽度下的环流死区时间,一次侧的电流只有一个很小的励磁电流,在超前桥臂开关管关断时不能充分充放掉桥臂电容C1和C3的电荷,使得C1和C3有一定的残余电压,下一次导通的开关管会直接短路该电容,造成非常危险的微分焦耳热,很容易损坏开关管,因此必须引入无功功率电感,流过无功功率电感的无功电流必须满足:
IR≥2C*U/ts………………(3)
无功功率电感并接在主变压器原边(见图十四),那么有:
U=LR*di/dt
所以在一个导通周期有:
IR=U*Ton/2*LR………………(4)
那么:
LR=U*Ton/2*IR≤U*Ton/2*(2C*U/ts)=Ton*ts/4C
选择无功功率电感为:
LR≤Ton*ts/4C………………(5).
图十四:
无功功率电感加在原边
图十五:
无功功率电感加在副原边
若无功功率电感并接在主变压器副原边(见图十五)
则其电感量为:
LR′≤Ton*ts/4Cn2
4,适当缩短环流时间,加大环流衰减速度,隔直电容的计算:
环流发生在超前桥开关管关断后,滞后桥开关管关断前的时间段里,我们略去超前桥关断时桥臂电容充放电时间不计,可以得出超前桥关断时刻隔直电容上的电压的变化规律为:
UCX=Io*t/CX–Io*Ton/2*CX………………(6)
超前桥关断后,其续流二极管导通,此时隔直电容上的电压变化规律为:
UCX=LK*di/dt………………(7)
联解两式构成的微分方程可得环路电流谐振降为零的时间t的表达式,文献上有计算隔直电容的具体方法,可以直接使用,再根据经验,用实验的方法酌情选取。
若隔直电容越小,环流时间就越短,环流衰减速度就越大,环流通态损耗就越小,占空比损失也越小,但原边变压器电压损失会变大,要求变压器变比要增加;若隔直电容越大小,环流时间就越长短,环流衰减速度就越小大,环流通态损耗就越大小,原边变压器电压损失会变小,但占空比损失也越大,要求变压器变比也要增加。
所以,只有根据具体情况,适当的选取其数值。
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