基于DSP的多通道数据采集电路.docx
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基于DSP的多通道数据采集电路
基于DSP的多通道数据采集电路
摘要:
提出了一种基于DSP的多通道数据采集电路的设计方案。
该方案采用硬件高速锁相环电路控制多通道A/D转换器,使1个周期的采样点总数不变,但这个数值可调。
然后,脉冲通过调理,且通过一种特殊的电路进行推迟再进入CPU.这样,CPU就可以处理这些信号,同时也避开了由元器件产生的毛刺。
这样保证了电路的同步整周期采样,实现了多路数据的采集。
同时,在仿真软件里对部分关键电路进行了仿真,然后,又在实际的完整电路板上再次验证了整个设计,其效果好。
关键词:
多通道;锁相环;放大电路
CircuitDesignofMulti2channelDataSamplingBasedonDSP
Abstract:
Amethodofcircuitdesignofmulti2channeldatasamplingbasedonDSPwasproposed.AhighspeedPLLcircuitwasadoptedtocontrolthemulti2channelADconvert,sothenumberofsamplingpointinaperiodwasinvariable.Butitwasad2justable.Afterthatthepulsewouldbeadjusted,andpostponedbyaspecialcircuit.ThenitwentintoCPU,andtheCPUdealtwithit,andavoidedtheburrswhichwerecreatedbythecomponents.Implementedthesynchronoussamplinginawholeperiod,andthemulti2channeldatasampling.Meanwhile,somekeycomponentwassimulatedinsimulationsoftware.Thewholerealcir2cuitisvalidated,andtheperformanceofthecircuitisperfect.
Keywords:
multi2channel;PLL;amplifiercircuit
引言
要提高电力的质量,减少无功功率的损耗,并要使电源更稳定,现在普遍采取有源电力滤波的方式。
文献[1]提到了电力系统有源滤波的一些基本的概念和设计方法。
并对有源滤波的结构有着比较详尽的探讨。
但是采用这种方法需要进行前级滤波,而且要求比较高精度的采样,然而,在电力采集的过程中,由于谐波的存在,使得采样的结果不准确。
另外,目前的A/D采样一般只有8位,而且装置多使用单片机控制,所以这使得无论是精度还是速度,目前的采样系统都远远达不到要求。
许多电力设计人员,经过长期的努力,尽管效果稍微有点改善,但是并不理想。
当然,原因有很多,比如受到工艺、原理等的制约。
为了避免这些缺陷,可以采用针对DSP的数据采集系统。
与同类的处理器中相比,TMS320LF2407更适合用在电力系统的处理进程中,其驱动能力很强,可以直接驱动H桥和一些低耗电的电路。
1硬件框架
系统框架如图1所示。
系统主要由滤波放大电路、方波产生电路,锁相电路,脉冲调理电路,采样保持电路组成。
其中,输入信号通道和滤波放大电路的通道共用一个端口。
为了防止电流干扰,原始多路信号经过电压互感器和电流
图1系统总框架图
互感器的时候转化为幅值不超过40mA的交流电流信号。
对于输入,还有专门的电压提升电路。
其提升的电压数值,可以通过一块专门设计的电压提升电路进行调节,只要把输入调节到TMS320LF2407所能接收的信号幅值范围内就可以了,这比以前设计的固定电压方便多了。
在放大电路中,含有滤波的部分,后面的方波产生电路利用放大后的信号产生方波,然后经过倍频电路,进行256倍频。
最终得到了50Hz交流电的采样控制脉冲。
1.1放大电路设计
放大电路保留输入信号的低频率部分(50Hz左右),用低通
滤波电路进行滤波,如图2所示。
通过计算得出的公式来仿真和设计,仿真结果是:
大约在频率472Hz时候放大倍数为1,而实际结果019325,稍小于1;在50Hz时候为9197,而实际结果为8164,基本符合要求。
仿真结果基本符合实际测量的情况。
通过改变CPL2和CPL3就适当地改变了二阶滤波系统的响应。
为了使信号的干扰最小,而有用的信号所占的比例最大,而且使谐波的度最小,所以,对以前的滤波电路进行了一些调整和改进,图2所有的参数,就是最后确定的最优的参数。
图2低通滤波电路
1.2方波信号产生及其相应的锁相电路
方波信号产生的主要部分是:
LM311比较电路,把前面预处理完的信号变为方波。
LM311是高速的电压比较芯片,其响应速度很快,使用加上拉的输出,这样脉冲信号的电压就可以方便地调节了。
然后再经过4046锁相。
锁相效果可以参考式
(1):
fmin=1/[RPL11(C1+32)]
fmax=1/[RPL10(C1+32)]+fmin
(1)
f0=(fmin+fmax)/2
f0=112×18^4Hz
(1)
锁相环的频率特性可由式
(2)确定:
2fc≈1/π*sqrt(2π*f1/(RPL12*CPL6))
(2)
fc≤f1
一般用简单计算出的参数结果就可以控制,但效果欠佳。
由于锁相速度主要与RPL10和CPL6有关。
通过在以前的电路基础上经过大量的实验,改进如图3所示。
图3改进的PLL电路
实验发现,当R1变小时,锁相范围变大。
尽管此时锁相范围的下限略有所升高,但与此同时锁相速度会有很大的提高。
又因为交流电的频率大概在50Hz左右波动,所以,对下限要求不高。
而对于采样,它要求实时的跟踪交流电频率的变化,对速度要求比较高。
所以,根据速度优于范围的原则,尽可能提高速度。
最终采用了R1=511kΩ.当然,当C2降低时,锁相速度也会升高,但这时候锁不住低频,所以C2采用011μF的最优数值。
表1为部分具体实验数据。
表1锁相环锁定范围与参数对应表
R1/kΩ最大锁相频率Fmax/Hz最小锁相频率Fmin/Hz
77489
379014
51135121
改进后,锁相的速度有非常明显的加快,而且锁相效果稳定,精度也提高了。
1.3脉冲调理电路
XINT1CR和XINT2CR控制并监视XINT1和XINT2引脚的状态。
而在LF240X中,XINT1和XINT2管脚至少必须被拉低6个(或12个)CLKOUT周期才能被处理器核心识别。
这以后的脉冲从工程的角度应该消除,否则会引起许多严重的后果。
针对DSP的构造,需要调理中断脉冲信号。
在设计中,采用双可重触发单稳态触发器74HC123。
对于触发脉冲的宽度,可以通过一对电容和电阻控制,脉冲宽度为
TW=K·REXT·CEXT
式中:
REXT为外部电阻的大小,kΩ;CEXT为外部电容的大小,pF;K为常数,对于Vcc为510V时候,K=0155,而当Vcc为210V时候,K=0148.
但是实际的脉冲宽度要比计算的宽一点。
针对以往的系统采用的电路,并且结合前面的公式,做了大量的实验,从而做出改进,可以得到如图4的电路。
改进后,不但中断信号响应迅速,而且减小了毛刺,从而防止了误触发。
通过这个脉冲调理电路,再经过多层滤波和斯密特反向器处理,可以使DSP处理机顺利接收到锁相触发信号。
为以后的进一步处理提供了方便。
图4改进后的脉冲调理电路
1.4采样保持电路的设计
直接对模拟信号进行采样,其结果并不理想。
所以提出的系统用采样-保持器先把信号固定一段时间。
前面做的一些工作,如锁相,其产生的锁相信号的其中一个作用就是作为采样保持器的触发信号。
当然,这些信号不能直接使用,还需要经过缓冲/变换器整形,并且加强它的驱动能力。
最后才可以得到所需要的A/D信号源。
提出的系统采用LF398集成采样-保持器,Ch为0101μF.LF398采用BI-FET技术获得高的直流精度,采样时间短,小于10μs,而且有很低的电压跌落变化率。
在输出模式时候,LF398有很低的输出噪声。
2结论及效果图
经过实际的检测,以上电路可以将原来模拟的信号滤波,并得到离散的波形。
当示波器刻度调得很小的时候,观察波形的微观情况,就会发现输出是类似阶梯的波形,继续把波形放大可以得到如图5的波形,这个波形是可以被DSP成功采样的,而且由于经过了PLL的脉冲控制使单周期内采样点个数保持恒定,所以为后续算法的处理提供了精确的实时信息。
另外,由于采用了阶梯波形,所以2407的A/D可以精确地采集到信号的幅度,然后就可以进行处理了。
图5放大后的采集到的正弦波和原始信号比较
但是,必须注意到在图5中出现的2个比较明显的问题,这2个问题如果处理不当,就会影响后面的工作。
第一是毛刺问题,这些由器件开关造成的毛刺严重影响后面的采样;第二,如图5,可以看出阶梯波的前端有一个斜坡。
在一定程度上,这也会后面的处理造成影响。
2个问题的消除在一般文章提到较少,现提出4种解决的办法,并进行分析。
(1)阻容滤波,就是低通滤波。
这种方法比较常用,且可行,但是对波形有影响。
(2)稳压管法。
这种方法也比较常用、可行,但是受到稳压管大小的局限性,会使电路的调试很不方便。
不过这种方法可以和其他方法综合使用。
(3)软件延迟法。
这种方法很少有文章提到,但是实现简单。
就是在采样脉冲到来时候,在中断程开头部分加上一段空语句。
这样可以巧妙的避开毛刺域和斜坡域。
(4)硬件延迟法(双触发调理法)。
通过2个脉冲触发芯片,采用级联的方式连续发生2个脉冲,通过第1个脉冲的宽度控制另一个脉冲的延迟时间。
通过PSPICE进行仿真,成功的进行了脉冲发生时间延迟,得到具体仿真结果如图6。
从图6可以看到双触发调理稳定而精确的引起了信号延迟。
后两种是不改变波形的方法。
通过这种双触发调理延迟的方法,再经过一些适当的隔离,从而使脉冲延迟了一段时间(而且这个时间是可调的),在
图6延迟触发的PSPICE仿真
通过一些缓冲的处理,这样就能避开毛刺。
这几种方法不仅可以用于LF2407,对于各种单片机也同样适用,只需要调整它的延迟时间,也就是调整第一级脉冲的宽度。
3结束语
通过以上的改进可以使A/D的精度和稳定性以及采样的速度都有了很大的提高。
该采样系统通过后续的诸如FFT算法或者小波算法就可以构成电力质量分析设备。
然而,由于在速度和精度优于同类系统,所以不仅可用于电网的质量检测,而且可用于电力的无功功率消除。
参考文献:
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北京航空航天大学出版社,2004.
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[5]姜齐荣,赵元东,陈建业.有源电力滤波器———结构·原理·控
制.北京:
科学出版社,2005.
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