MIMO信道空间相关性在不同天线阵下的影响仿真Word文档下载推荐.docx
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多普勒功率谱密度(DPSD,DopplerPowerSpectralDensity)用于描述信道在频率上的色散:
角度功率谱(PAS,PowerAzimuthSpectiimi)用于描述信道在角度上的色散。
因此信号经过信道后分别形成了频率选择性衰落、时间选择性衰落和空间选择性衰落,也分别产生了时延扩展、多普勒扩展和角度扩展,这三种扩展分别对应三组相关参数一一相干带宽、相干时间和相干距离。
1.1.2.1时间色散参数
造成时延扩展(DelaySpread)也就是频率选择性衰落的原因主要是来自发射机的射频信号在传播的过程汇中往往受到各种障碍物和其他移动物体的影响,以致到达接收端的信号是来自不同的传播路径的信号之和。
发射信号到达接收天线的各条路径分量经历了不同的传播路径,因此具有不同的时间延迟,这就使得接收信号的能量在时间上被扩展了。
最人是按扩展是第1个到达接收天线的信号分量与最后1个到达的信号分量之间的时间差。
在实际测试中,对接收信号到达时刻的检测与“门限功率”有关。
这是一个与接收机灵敏度和线性动态范围有关的参数,比如可以设定为接收机归一化接收功率为-20dBo第一次可以被接收机检测到得信号的到达时刻就是计算信道时延的时间起点,「。
=0.其他所有信道时延都是相对于5来说的。
依据不同的定义,时延扩展有最人时延扩展G*、平均时延扩展7、均方根时延扩展等多种参数描述方法。
一般来说,室内环境下的最人时延扩展值约为40〜200ns,室外环境约为l-20us<
>
1.1.2.2频率色散参数
时延扩展和相干带宽描述了无线信道的时间色散特性,但不能描述无线信道的时变特性。
无线信道的事变特性是由于发射机和接收机的相对运动或者信道中其他物体的运动所引起的。
当两者做相向运动时,接收信号的频率将高于发射频率,当两者做反向运动时,接收信号的频率将低于发射频率,这种现象称为多普勒效应。
对于电磁波而言,因为多普勒效应造成的频率偏移取决于两者的运动速度,可将这种频率偏移记为
fd=/o7COS^公式仁1
其中,fd为接收端检测到的发射机频率变化量,称为多普勒勒频率偏移:
九是发射机的载频;
v是发射机与接收机之间的相对速度;
e为移动方向与入射方向的夹角;
c为光速。
1.1.2.3角度色散参数
由于无线通信中收发天线周闱的散射坏境不同,使得多天线系统中不同位置的天线经历的衰落不同,从而产生角度色散,即空间选择性衰落。
因此,随着智能天线和\mvio系统引入,信道信息从原来的二维一一时间、频率,扩充到包含时间、频率、空间的三维信息,充分利用了诸如到达角(AOA)之类的空间角度的信息。
因此,与单天线的研究不同,在对多天线的研究中,不仅需要了解无线信道的衰落、时延等变量的统计特性,还必须了解有关角度的统计特性,如达到角度和离开角度等,正是因为这些角度因素而引发了空间选择性衰落。
角度扩展和相干距离就是描述空河选择性衰落的两个主要参数。
角度扩展(AS.AzunuthSpread)是用来描述空间选择性衰落的重要参收发天线周闱的本地散射体以及远端散射体引起的,它与角度功率谱(PAS)P(0)有关。
角度扩展A等于功率角度谱P(0)的二阶中心矩的平方根,即
公式1・2
(0)dO
其中
公式仁3
角度扩展△描述了功率谱在空间上的色散程度,根据环境的不同在[0,360]之间分布。
角度扩展越人,表明散射环境越强,信号在空间相反,角度扩展越小,表明散射环境越弱,信号在空间的色散度越低。
相干距离De是信道冲激响应保证一定相关度的空间间隔。
相干距离除了与角度扩展有关外,还与来波到达角有关。
即在天线到达角相同的情况卞,角度扩展越人,不同天线接收到的信号之间的相关性就越小;
反之,角度扩展越小,天线之间的相关性就越大。
同样,在角度扩展相同的情况卞,信号的到达角越人,天线之间的相关性越人;
信号的到达角越小,天线之间的相关性越小。
因此为了保证相邻两根天线经历的衰落不相关,在低散射坏境卞的天线间隔要比在高散射坏境卜•的天线间隔长一些。
1.2衰落信道的主要分类
1.2.1平坦衰落信道与频率选择性衰落信道
频率选择性是衰落信道的一个重要特征。
如果发送信号的所有频谱分量经历了相同的衰落,则可认为信道是频率非选择性的或平坦衰落的。
这对应于窄带系统,其发送信号的带宽远小于信道的相干带宽,即Bs《Be.3另一方面,如果发送信号的频谱分量被不同的幅度增益与相移所影响,即经历了不同的衰落,则称信道是频率选择性的。
这对应于宽带系统,其发送信号的带宽人于信道的相干带宽,即Bs>
Bco
1.2.2慢衰落信道与快衰落信道
对于衰落信道的数学建模与通信系统的性能评价来说,区分慢衰落信道与快衰落信道是相当重要的。
当信道的相干时间Tc远远大于发送信号的周期Ts,且基带信号的带宽远远小于相干带宽时,信道冲激响应的变化比信号码元周期低的多,可认为信道是慢衰落的,即Ts《Tc且Es《Bl)0
当信道的相干时间Tc比发送信号的周期短,且基带信号的带宽Bs大于相干带宽3。
时,信道冲激响应在信号码元周期内变化很快,引起信号失真,从而导致信道快衰落,即Ts>
Tc且Bs>
Bdo
1.2.3空间不相关信道与空间相关信道
根据信道的空间选择性,可以将信道分为空间不相关信道与空间相关信道。
图1-1MIM0系统框图,发射端有个发射天线,接收端有个接收天线
如果不同发射天线间的距离足够远且不同接收天线间的距离也足够远,此时可以忽略空间角度信息,各个发射天线到各个接收天线之间的传播信道可认为是独立的,则称这样的多天线传输信道为空间不相关信道。
MIMO无线系统在发送端和接收端使用天线阵列。
图1」给出了一个具有Nt个发射天线,Nr个接收天线的MIMO系统,其中发送信号与接收信号矢量分别为
j(r)=[s{(r),...,sN((OJr,〉‘(/)=[儿(/),...*(/)「
MIMO无线信道可以表示为:
L
工公式仁4
/=o
其中,H⑺,也为第/个信道矩阵,L表示可分辨的多径数目。
因此系统的输入输出关系是:
公式
L-1
y(H)=工也(“)$(“-/)+w(n)
/=0
其中w(n)是加性高斯白噪声(AWGN)。
在许多情形下,当研究MIMO信道容量时,MIMO信道矩阵的元素可以简单地建模为独立同分布(X.d)的复高斯分布。
然而,实际上,由于天线阵列的间距不是足够远以及传播环境中散射不充分,信道衰落不总是独立,而是具有某种相关性,从而导致与理想X.d情形相比,MIMO信道容量更低。
所以说,在现实MIMO信道模型中,相关性的影响不能忽略。
2MIMO系统的信道模型
无线信道的传播机制比较复杂,在MIMO信道中,MIMO系统对于信道矩阵的特性很敏感。
而我们经常要评估各种MIMO系统的相对性能,那么就需要对信道进行建模。
信道模型另一个重要作用是可利用来分析所选择的天线的传播参数(天线的间隔、频率、天线的高度等)对系统容量的影响,从而能以最好的方式来进行系统设计。
MIMO信道模型的类别主要有基于几何的信道模型和基于统计的信道模型,
基于几何的模型主要与多径传播环境下散射体或者发射体的位置分布有关。
对于给定位置分布状况的散射体或发射体,根据这些散射体与接收机的相对位置,就可以产生接收天线阵列的有关角度、时延和频移等参数的分布。
但是其涉及的参数较多。
基于统计的信道模型并不依赖物理传播坏境中特定的散射体的分布状况,而是直接对信道参数进行建模分析,来仿真物理信道的3种小尺度衰落效应:
时延扩展、多普勒扩展、角度扩展。
而角度扩展正是本文要讨论的问题。
角度扩展实际上就是信道相关性问题。
相关系数作为天线元素距离的函数,主要取决于到达角度的功率谱(PAS)和天线的发射模式。
MIMO信道矩阵如公式定义,式中分别是发射,接收天线编号)是零均值单位变量。
(以4X4为例)
K是瑞利衰落因子,它是LOS分量功率与NLOS分量的平均功率的比值,P是每簇信号空间的功率,我们可以通过下面的公式来计算X矩阵的元素為的值。
T
=冋d]([心严)公式1.7
2.1无线局域网的信道模型
就衰落类型来说,室内环境属于小尺度衰落,信号幅值和相位的动态变化是由于收、发端之间空间位置的微小变化引起的。
所以,室内坏境下的小尺度衰落表现为信号的时延扩展和信道的时变特性。
WLAN系统主要局限于室内,其客户端移动速度低,信道时变特性表现不明显。
因此,WLAN主要考虑其时延扩展的影响”。
时延扩展由无线信号的多径传播引起。
室内存在人量的分隔和阻挡体,信道的主要特征就是多径传播,即接收机接收到的信号是通过直射、不同的反射和折射到达的。
各个不同路径到达的信号,其到达时间和相位都不同。
这些信号在接收端叠加,如果同相则会使信号幅度增强,反相则会削弱信号幅度,因此接收信号的幅度将会发生急剧变化,从而产生多径衰落。
时延扩展引起无线信号的频率选择性衰落和平坦衰落。
在传输过程中,由于时延扩展,接收信号中一个符号的波形会扩展到其它符号,造成ISI。
为了避免产生ISI,要求符号宽度要远大于最人时延扩展,或者符号速率要远小于最大时延扩展的倒数。
实际情况卞,如果接收机的带宽是W,当△i■远小于夕缶时,接收机不能区分出Ar•和之间到达的信号,其传播距离在C°
r和C0(r+Ar)之间,可以看作有效的同时到达,因此接收端可以直接将它们相加。
这样,我们可以把冲激响应在时间上分成宽度为Ar•的小间隔,在每一个间隔内计算反射信号的总和。
这样,无线局域网系统的带宽倒%/比最人延迟Tmax人得多,可以看作是窄带系统,其信道特征为平坦衰落
WLAN系统采用了OFDM技术,其主要思想是:
将信道分成许多正交子信道,在每个子信道上进行窄带调制和传输,这样减少了子信道之间的相互干扰,同时又提高了频谱利用率。
每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽,因此每个子信道上的频率选择性衰落是平坦的,大大消除了符号间干扰。
因此,无线局域网室内信道特性为慢衰落,同时其时延扩展因素小因而较为简单的达到通信速率MbPs数量级以上。
在LOS情况下,服从瑞利分布;
NLOS下,服从莱斯分布。
在室内坏境信道存在着大量的独二的多径信号这种信道也称之为“充分多径信道”。
在室内应用环境中.对于固定位置之间的通信、人或机器之间移动引起的接收到信号包络的变化非常慢,多普勒频移一般小于6H乙信道的相关时间人于0.1675;
当人在室内以lm/s的速度慢移动时,假设OFDM系统射频为5.SGH乙多普勒频移在20Hz左右,信道的相关时间为0.055。
对于IEEE802.il中规定的帧结构,最大包长度为4095,OFDM符号周期为4us时,帧长小于0.025,所以在一个包内,信道可以认为是平坦衰落信道。
无线局域网信道具有以卞几个特点:
信道是准静态的,即信道参数在一个突发帧期间保持不变,而在帧与帧之间是一个随机变量;
信道参数对发端未知,收端可以跟踪估计获得;
信号为窄带信号,无频率选择性衰落;
各条路径均是瑞利衰落,且相互独立;
不考虑多用户干扰。
2.2Tgn无线局域网信道模型
Tgn信道模型是IEEE802.11TaskGroupN(TGn)针对无线局域网的应用环境建立的信道模型,该信道模型适用于2GHz和5GHz频段,其应用范围很宽,可以在办公室、工业建筑、展览大厅和家庭环境中使用,不同的应用坏境具有不同的信道模式,在J.Medbo提出的五种不同坏境下的A-C(对应模型D-F)模型基础上,添加了有代表性的三种模型(A-C,适用于家庭或小型办公室坏境),就构成了完整的Tgn信道模型,六类模型如下:
模型A,0nsmis时延扩展;
模型15nsinis时延扩展;
模型C,3Olisrms时延扩展;
模型D,50nsinis时延扩展;
模型E,100nsrms时延扩展;
模型F,150nsrnis时延扩展。
从前面可知,由于多径效应和时变性等因素的影响,信道的衰落矩阵是一个随机变量,得到的信道容量也是一个随机变量。
天线对系统容量的影响总是体现在相关性对容量的影响上。
当天线的间距比较人时,相应的相关系数就较小,对信道的容量基本上未造成多人的损害。
但当相关系数较大时,对信道容量的影响较大,且信噪比越大,造成的损害就越大。
天线阵中,单元阵列最常使用的是均匀线性阵(ULA)。
ULA的空间相关函数是高斯角能量分布与均匀角能量分布。
下面主要对均匀圆形阵(UCA)的相关模型进行分析。
2.3空间相关系数仿真
2.3.1不同阵列的相关系数
天线阵可以是各种排列,下图所示分别为圆阵(UCA)、线阵(ULA)、矩形阵(URA)排列方式与空
间来波方向关系图,为简化整列分析,假设阵元间不考虑耦合,L为天线数目,天线间距相等且均为止甲为入射在阵列上的水平波达角,e为垂直波达角。
图2-1阵列排列方式与空间来波方向的关系
1)圆阵排列方式的天线响应矢量为:
代8二(0-的)gjgcog-%T
其中妁=2刖/厶/=0丄.••上—1为第/天线阵元的方位角,§
=3・sin(Q)K・为波数
2)线阵排列方式的天线响应矢量为:
公式'
2
公式2・3
=[]gjkwdcoc(pzui0^jk^(L-l)coz^zin0jT
3)矩形阵列方式的天线响应矢量为:
Q©
0ura=wc®
(咖[Q))=[1,迅...,的"
严,£
胁咖,...和+(p-l)v]八AM)"
pj【(NT)"
+(pT”]卩
V/e•••<
q.•■气匸
N,P分别为x,y方向的天线数目,这里设dx=dy,
H=k、』xCOS0S111Q:
d“(v)=[2,…,
v=kwdysin0sin0
对于3种排列方式,任意2根天线m和n之间的相关衰落系数经数值积分为公式
其中E为天线归一化场强方向性函数与天线响应矢量的乘枳,p(/0)为入射信号功率角谱概率密度函数,"
分别为水平、垂直角度扩展,由公式可得各天线阵列收发两端空间衰落相关矩阵。
在UCA中,d/;
l=2厂sm(;
r/L)/;
l,其中d是天下的间距,r为圆阵的半径。
为了简单起见,
现在我们只考虑0=90°
的情况,经过运算可得第m个和第n个天线的相关性函数表示为:
pgn)=E[Vm⑹匕(&
门=JV,„⑹匕(”PWO公式2・5
2.3.2均匀圆阵UCR的相关系数仿真
在UCA中,d/>
t=2厂sm(;
r/L)/>
t,其中d是天下的间距,r为圆阵的半径。
的情况,经过运算可得第m个和第n个天线的相关性函数表示为:
。
(加,77)=耳匕”(肖)匕("
]=j匕(0)匕(0)»
P(0)d0公式2・6
2.3.2.1全向天线之间的相关系数仿真
当天下是全向天线时,角能量分布有均匀分布和高斯分布两种情况,卞面我们分别就这两种情况来进行仿真分析。
角能量均匀分布
首先我们考虑0在均匀分布的情况卞,天线之间的相关系数。
下图是在角度扩展0=30°
天线阵元是全向各天下的相关系数跟半径r与波长的比值的关系。
角虑护展=6°
角度扩•展=1口。
南度扩展=30。
0.2
g*"
|QR(didl
O0.511.522.533.544.5
R祕檢C全向耒线〉命有EH均F分布〈入.身才命=CT>
图2・26>
=90°
0=0。
天线(1,2)之间的相关系数
图2・3&
二90。
妙=30°
在
图2-2中,由右向左依次是水平角度扩展厶肖=6°
10。
30“时天线(1,2)的相关系数情况。
可以看出,相关性随r的增人而减小。
相关性减小意味着信道的容量增人。
当R/X>
=4以后,空间
的相关性趋于稳定,即在此情况下再增加半径对相关性的影响已经不人了。
因一方面,而当角度扩
展增大时,天线之间的相关性是减小的。
对比
图2・2和
图2・3,可以得出在相同的水平扩展角的条件下,天线之间的相关性随着水平入射角增人而减小。
当角能量服从高斯分布是,角能量分布密度函数为:
公式2・7
当在以上条件不变的情况下,<
7=6。
时天线之间的相关系数如卞图。
图2・46>
0=0°
10°
30°
图2・56>
天线(1,3)之间的相关系数
图2-4是角能量高斯分布时天线(1,2)之间的相关系数,
图2-1从图中可以看出,在相同的天线阵列条件下,初始入射角增大,天线之间的相关系数是减小的。
图2-5是天线(1,3)之间的相关系数,对比两图,可以得知在角能量高斯分布时,天线之间的相关性并不是随着天线间距的增大而减小,反而在相同的天线阵半径下,天线(1,2)比天线(1,3)的相关性要小,尽管天线(1,2)之间的间距比天线(1,3)之间的大。
与角能量均匀分布时天线之间的相关性比较,当角能量高斯分布时,相关曲线缺少振荡的次级锋,是平滑下降的。
2.322定向天线之间的相关系数仿真
当天线为偶极子,方向图如
图2・6所示。
图2・6偶极子方向图,L=O.625Z
当天线单元数为4,并且水平角能量为均匀分布时天线之间的相关系数如图2-7。
图2・70=90°
在上图中,从右到左依次为角度扩展0=6。
10。
30°
时天线之间的相关系数,从图中也可以得知,当角度扩展增大时,相同情况下相关系数是减小的。
当入射角为30°
时,天线之间的相关系数如
图2・8所示。
图2-7
图2-8可以得知,在相同的角度扩展的情况下,随着入射角的增大,天线之间的相关性也是增大的。
当角能量是高斯分布,方差时,天线(1,2)之间的相关系数如下图
彩08
舉07
叵:
0.G
a0.5
前0.4
0.3
01
蘇崔晋SZ
(二)誰
图2J0"
90。
和全向天线时类似,当角能量高斯分布时,随若入射角的增人,天线之间的相关性是减小的,而在同样的条件下,天线(1,2)之间的相关性要小于天线(1,3)之间的相关性。
这是与均匀分布不同的地方。
2.4相关性对信道容量的影响
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