功率MOSFET管驱动变压器设计.docx
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功率MOSFET管驱动变压器设计
功率MOSFET管驱动变压器设计
[导读]摘要:
对具有驱动变压器的功率MOSFET管驱动电路的动态过程进行了分析,推导了驱动变压器设计参数的计算方法,定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响,并通过仿真和试验证了这套计
算方法的正确性。
1引言
作为开关电源的开关器件,功率MOSFET管具有开关速度快、工作频率高的特点,适用于高频开关电路。
此外,在并联使用时,于MOSFET管具有正温度系数,可以自动均流,无需均流电路,方便扩流,这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点[1]。
为了加速开通,减少损耗,对MOSFET管的驱动电路的基本要求是内阻要小,驱动电压尽量高;为了加速关断,应给输入电容提供低阻放电通道;为了抑制高频振荡,栅极引线尽量短,减少线路分布参数;为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通,栅极不允许开路,大功率MOSFET管截止时,栅极最好施加负电压[2]。
MOSFET管的驱动电路有多种形式,可以用TTL电平直接驱动,但更多采用隔离驱动,在驱动信号输出端与MOSFET管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。
驱动变压器是常用的磁耦元件,起到传输驱动信号和功率的作用。
设计合理的驱动变压器,不仅可以提高MOSFET管开关性能,而且体积小、重量轻,成本低。
2MOSFET管内部电容与变压器驱动栅极电路内部电容
MOSFET管内部电容,也称极间电容,是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。
开关电源最常用N沟道增强型MOSFET管[3],内部电容分别为:
栅-源极间电容Cgs,栅-漏极间电容Cgd,漏-源极间电容Cds,如图1[1,3]。
与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系:
C
i
s
s
=C
gs
+C
gd
(1)
与栅-源短路条件下小信号输出电容Coss的关系:
C
o
s
s
=C
ds
+C
gd
(2)
与小信号反向转换电容Crss的关系:
C
r
s
s
=C
gd
(3)
驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。
需要说明的是,内部电容并非常数,会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化,使得开通、关断的动态过程比较复杂[3],但是,对于栅极驱动,主要考虑上升、下降时间内的驱动波形,可以把Ciss看做常数进行分析。
MOSFET管变压器驱动栅极电路
图2为变压器驱动栅极电路,是驱动电路的最后部分。
变压器T1提供驱动信号,经保护二极管D1、栅极串联电阻R1向栅极输入电容Ciss充电,当栅-源极间电压Vgs大于门限开启电压VTh,MOSFET管导通,进而进入饱和区,完成开通过程;当变压器驱动信号低电平时,三极管Q1导通,栅极电容的电荷迅速通过R1,Q1构成的闭合回路释放,达到快速关断的目的。
电阻R3防止栅极开路,稳压管D2限制信号幅度不能超过栅-源击穿电压,起到保护作用。
3变压器设计与试验
为了简化计算,将变压器视为方波脉冲电压源,MOSFET管开通过程的等效电路如图3。
开通过程就是零状态响应过程,三要素[4,5]:
初
始于
值R
3
u>
ciss
(。
0稳
)态
=值
0;
((
45
))
>R
1
式中,U1—变压器输出电压,V时间常数τ暂态过程:
栅极电压:
=(R
1
//R
2
)×C
iss
≈R
1
C
iss
;(6)
(7)
栅极电流:
R3
(8)
栅极电阻电流:
i1(t)≈0(9)
栅极串联电阻R1电流:
(10)
电路瞬时功率:
上升时间:
tr=τ
(
1
1C
i
s
s
1)
=(12)
忽略三极管Q1饱和导通管压降,MOSFET管关断过程的等效电路如图4。
关断过程即可看作零输入响应过程,栅极电压U1,主要元件依然是R1,Ciss
基本是开通的逆过程,因此,变压器输出电流有效值[4]:
(13)
式中,I—变压器输出电流有效值,A;f—驱动信号频率,Hz
变压器功率:
(14)
通过分析,式(12)可知,减少上升时间tr的办法是减少R1,但式(13)(14)表明,代价是增大了输出电流有效值和变压器功率;提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。
线路分布参数包括变压器漏感,内阻r,以及导线引起的寄生电感等,随着工作频率提高,分布参数影响逐渐明显。
相对于内阻r,分布电感对动特性影响更为显著,考虑变压器漏感和线路杂散电感Ls后MOSFET管开通过程的等效电路如图5。
系统时域方程:
(15)
传递函数:
(16)
特征方程:
LsCiss·S2+R1Ciss·s+1=0(17)
特征方程根:
式(18),对于阶跃输入[5]
(18)
1)时,系统临界振荡。
此时。
(19)
2)时,系统振荡收敛。
此时。
(20)
此时,自然频率:
(21)
阻尼比:
(22)
阻尼角:
(23)
(24)
3)时,系统不振荡。
此时, (25)
理想情况下,Ls=0,系统即退化成图3所示的一阶系统。
试验:
要求设计驱动变压器,变比1:
1,驱动电压12V,开关频率30kHz,MOSFET管型号IXTK15P,参数:
trr=150ns;Ciss=7000pF;Qg=240nC,3只并联使用,此时,Ciss=21000pF。
栅极电路如图2。
电路开通动态分析:
式(6),时间常数τ≈R1Ciss=10×21000×10=×10s;式(7),栅极电压:
-12
-7
式(10),栅极串联电阻R1电流:
式(11),电路瞬时功率:
式(12),上升时间:
tr=τ=×10-7s开通瞬态过程(0~1μs)仿真结果如图6:
驱动变压器设计参数:
式(13),变压器输出电流有效值:
式(14),变压器功率:
P=I·U1=×12=
式(19),系统临界振荡的变压器漏感:
Ls==×21000×10-12×102=×10-7H=μH
为了说明变压器漏感和线路杂散电感Ls对驱动的动态过程的影响,针对本设计,根据式(21)-(24),对不同Ls值进行开通过程(0~5μs)仿真,结果如图7。
当变压器漏感以及分布电感Ls超过临界值时,系统振荡。
如果Ls过大,一方面会使得上升时间延迟,另一方面,栅-源极间电压超调量过大,可能将会引起MOSFET管开通过程不稳定,甚至危及管子安全。
因此,期望Ls小些好,所以,尽量减少变压器漏感和引线长度。
驱动变压器功率、电流都很小,在工程设计中,考虑留下余量,应该取大一些磁芯,这样做的另一个好处是,减少了变压器匝数,减少漏感量。
为了进一步减少漏感,初、次级绕组导线并行绕制。
此外,考虑到初次级会产生很高的电位差,应保证初次级绕组导线足够的绝缘强度。
设计的驱动变压器:
磁芯PC44EPC13,初级匝数26,次级匝数26,磁感应强度,漏感μH,外形尺寸××7。
实验表明,驱动变压器工作稳定可靠,损耗低,驱动波形上升沿、下降沿陡峭,无过冲现象,与仿真结果接近,满足设计要求。
驱动变压器输出驱动波形如图8。
4结论
1)驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。
驱动变压器是常用的磁耦元件,起到传输驱动信号和功率的作用;
2)为了加速开通,减少损耗,对驱动电路的基本要求是内阻要小,但代价是增大了驱动变压器输出电流和功率;
3)驱动变压器输出电流和功率还与开关频率和驱动电压有关,并随着频率提高或电压提高而增大。
4)为了驱动过程快速、稳定、安全可靠,抑制高频振荡,尽量减少变压器漏感和引线长度。
[导读]摘要:
对具有驱动变压器的功率MOSFET管驱动电路的动态过程进行了分析,推导了驱动变压器设计参数的计算方法,定量分析了变压器漏感和电路杂散电感对开通过程的影响,并通过仿真和试验证了这套计
算方法的正确性。
1引言
作为开关电源的开关器件,功率MOSFET管具有开关速度快、工作频率高的特点,适用于高频开关电路。
此外,在并联使用时,于MOSFET管具有正温度系数,可以自动均流,无需均流电路,方便扩流,这也是目前其他功率开关器件不可替代的优点[1]。
为了加速开通,减少损耗,对MOSFET管的驱动电路的基本要求是内阻要小,驱动电压尽量高;为了加速关断,应给输入电容提供低阻放电通道;为了抑制高频振荡,栅极引线尽量短,减少线路分布参数;为了防止静电感应导致栅极电压上升引起误导通,栅极不允许开路,大功率MOSFET管截止时,栅极最好施加负电压[2]。
MOSFET管的驱动电路有多种形式,可以用TTL电平直接驱动,但更多采用隔离驱动,在驱动信号输出端与MOSFET管栅极之间用光耦或磁耦实现与主电路电隔离。
驱动变压器是常用的磁耦元件,起到传输驱动信号和功率的作用。
设计合理的驱动变压器,不仅可以提高MOSFET管开关性能,而且体积小、重量轻,成本低。
2MOSFET管内部电容与变压器驱动栅极电路内部电容
MOSFET管内部电容,也称极间电容,是栅极、源极、漏极之间的寄生电容。
开关电源最常用N沟道增强型MOSFET管[3],内部电容分别为:
栅-源极间电容Cgs,栅-漏极间电容Cgd,漏-源极间电容Cds,如图1[1,3]。
与漏-源短路条件下小信号输入电容Ciss的关系:
C
i
s
s
=C
gs
+C
gd
(1)
与栅-源短路条件下小信号输出电容Coss的关系:
C
o
s
s
=C
ds
+C
gd
(2)
与小信号反向转换电容Crss的关系:
C
r
s
s
=C
gd
(3)
驱动电路的任务就是针对MOSFET管开通、关断过程中的寄生电容进行充放电。
需要说明的是,内部电容并非常数,会随着开通、关断过程中极间电压的变化而变化,使得开通、关断的动态过程比较复杂[3],但是,对于栅极驱动,主要考虑上升、下降时间内的驱动波形,可以把Ciss看做常数进行分析。
MOSFET管变压器驱动栅极电路
图2为变压器驱动栅极电路,是驱动电路的最后部分。
变压器T1提供驱动信号,经保护二极管D1、栅极串联电阻R1向栅极输入电容Ciss充电,当栅-源极间电压Vgs大于门限开启电压VTh,MOSFET管导通,进而进入饱和区,完成开通过程;当变压器驱动信号低电平时,三极管Q1导通,栅极电容的电荷迅速通过R1,Q1构成的闭合回路释放,达到快速关断的目的。
电阻R3防止栅极开路,稳压管D2限制信号幅度不能超过栅-源击穿电压,起到保护作用。
3变压器设计与试验
为了简化计算,将变压器视为方波脉冲电压源,MOSFET管开通过程的等效电路如图3。
开通过程就是零状态响应过程,三要素[4,5]:
初
始于
值R
3
u>
ciss
(。
0稳
)态
=值
0;
((
45
))
>R
1
式中,U1—变压器输出电压,V时间常数τ暂态过程:
栅极电压:
=(R
1
//R
2
)×C
iss
≈R
1
C
iss
;(6)
(7)
栅极电流:
R3
(8)
栅极电阻电流:
i1(t)≈0(9)
栅极串联电阻R1电流:
(10)
电路瞬时功率:
上升时间:
tr=τ
(
1
1C
i
s
s
1)
=(12)
忽略三极管Q1饱和导通管压降,MOSFET管关断过程的等效电路如图4。
关断过程即可看作零输入响应过程,栅极电压U1,主要元件依然是R1,Ciss
基本是开通的逆过程,因此,变压器输出电流有效值[4]:
(13)
式中,I—变压器输出电流有效值,A;f—驱动信号频率,Hz
变压器功率:
(14)
通过分析,式(12)可知,减少上升时间tr的办法是减少R1,但式(13)(14)表明,代价是增大了输出电流有效值和变压器功率;提高频率和驱动电压将导致电流有效值和变压器功率增加。
线路分布参数包括变压器漏感,内阻r,以及导线引起的寄生电感等,随着工作频率提高,分布参数影响逐渐明显。
相对于内阻r,分布电感对动特性影响更为显著,考虑变压器漏感和线路杂散电感Ls后MOSFET管开通过程的等效电路如图5。
系统时域方程:
(15)
传递函数:
(16)
特征方程:
LsCiss·S2+R1Ciss·s+1=0(17)
特征方程根:
式(18),对于阶跃输入[5]
(18)
1)时,系统临界振荡。
此时。
(19)
2)时,系统振荡收敛。
此时。
(20)
此时,自然频率:
(21)
阻尼比:
(22)
阻尼角:
(23)
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- 功率 MOSFET 驱动 变压器 设计