13基础电路设计十三5GHz的高频电路设计技巧.docx
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13基础电路设计十三5GHz的高频电路设计技巧
基礎電路設計(十三)5GHz的高頻電路設計技巧
宇量
內容標題導覽:
|頻率與信號位相|晶片元件對高頻電路的影響|元件的物理性對高頻電路的影響|結語|
隨著行動電話、WLAN(WirelessLocalAreaNetwork)、藍芽(Bluetooth)的普及化,高頻電子設備已經成為生活中的必需品,而電子設備使用的頻率也從過去的1GHz逐漸朝5GHz甚至更高頻方向發展。
由於FET等主動電子元件與電容、電感等被動電子元件性能的提升,使得高頻電路的特性獲得大幅的改善。
以往GHz的電路大多是由microstripline等分佈定數電路所構成,最近因為電子元件晶片化,因此高頻電路以集中定數電路居多,不過即使高頻電路已經進入集中定數電路時代,然而設計者卻還未意識到配線長度、元件形狀等分佈定數性對高頻電路的影響。
此外電子元件晶片化之後若單靠是集中定數設計電路,勢必會遭遇到設計上的極限,因此必需借助電腦模擬技術,針對pattern與元件的形狀、配置(layout)等物理性尺寸進行精密的分析、設計,有鑑於此本文將深入探討有關5GHz高頻電路設計要領。
頻率與信號位相
如圖1所示5GHz剛好介於Cband的中央部位,5GHz的信號在自由空間的波長為60nm,相較之下厚度1.0mm的FR-4玻璃環氧基板上的50Ωmicrostripline的波長祇有32nm,在該line如果元件位置偏差8mm,信號位相會產生900的相違,進而直接、間接造成電路結構、設計以及功能上的差異。
此外電子元件晶片化並不代表可以完全取消matching調整等外置元件,換言之設計5GHz等級的高頻電路,仍應該以被動電子元件的特性為主要考量。
尤其是使用chipinductor時必需詳讀該元件的規格表(specsheet)。
表1是太陽誘電公司高頻積層chipinductorHK1608系列的型錄摘要,值得注意的是表中列示的「自我共振頻率」,由於該元件會引發自我共振,所以chipinductor的等價電路會成為電感(inductor)與電容(condenser)的等價電路,當頻率低於自我共振頻率時,會出現誘導性形成電感(inductor)功能,如果頻率高於自我共振頻率時就會出現容量性。
圖1頻率分佈chart
型號
電感值(nH)
最小Q
最小Q的測試頻率
(MHz)
Q的代表值
自我共振頻率(MHz)
直流阻抗(Ω)
測試頻率(MHz)
100
300
500
800
1000
min.
typ.
max.
typ.
HK16081NOS
1.0±0.3
8
100
14
30
40
70
90
10000
>13000
0.05
0.015
HK16081N2S
1.0±0.3
8
100
14
30
40
70
90
10000
>13000
0.05
0.015
HK16085N6□
1.0±0.3
10
100
14
25
33
42
46
4000
5800
0.18
0.09
HK16086N8□
1.0±0.3
10
100
14
25
33
43
47
4000
5600
0.22
0.11
HK16088N2□
1.0±0.3
10
100
14
26
34
44
48
3500
5200
0.24
0.13
HK1608R15□
1.0±0.3
8
50
13
19
16
--
--
500
800
1.2
0.73
HK1608R18□
1.0±0.3
8
50
13
18
12
--
--
400
700
1.3
0.85
HK1608R22□
1.0±0.3
8
50
12
16
--
--
--
400
600
1.5
0.95
表1HK1608系列高頻積層chipinductor的規格摘要
圖2是忽略阻抗成份單純的並聯共振電路。
如果從自我共振頻率計算寄生容量時,寄生容量約為0.125pF左右。
圖3是50Ω插入並聯(series)與分路(shunt)時的模擬(simulation)電路,圖4與圖5分別是並聯(series)與分路(shunt)時的通過特性圖。
為了簡化比較因此上述特性圖使用祇有電感值(inductance)成份的特性表示,而無寄生容量的特性。
由圖5可知插入分路(shunt)與祇有電感成份時,兩者並無太大差異;相較之下圖4的插入並聯(series)的場合,會以共振頻率為中心出現極大的差異。
換言之若將電感當作偏壓(bias)電路的扼流圈(chokecoil)使用時,寄生容量的影響會比較少,不過若將電感當作matching調整等,亦即所謂的特性調整用途時,寄生容量的影響就會變大。
圖2chipinduct的等價電路
圖3電感串聯與分路的模擬電路
圖4電感串聯電路的通過特性
圖5電感並聯電路的通過特性
幾乎所有的chipcondenser廠商未在產品型錄或是資料表(datasheet)記載該元件的自我共振頻率,因此必需利用類似MCSIL(MurataChipS-parameter&ImpedanceLibrary)進行chipcondenser的等價電路值。
圖6是MCSIL的畫面。
雖然chipinductor的等價電路為並聯共振電路,不過圖7的chipcondenser卻是串聯共振電路。
接著利用村田公司MCSIL軟體,分析太陽誘電公司1680typeGRM18系列GRM1884C1H1R0CZ01高頻積層chipinductor的自我共振特性,其結果如下所示:
‧自我共振頻率:
5785MHz。
‧阻抗值C:
0.93pF。
‧電感值L:
0.81nH。
圖8是50Ω插入並聯(series)與分路(shunt)時的模擬(simulation)電路;圖9與圖10分別是並聯(series)與分路(shunt)時的通過特性圖。
為了簡化比較因此用祇有電感值(inductance)成份的特性方式表示,也就是說測試結果並無無寄生容量的特性。
由圖10的測試結果可知50Ω插入分路(shunt)時,會以共振頻率為中心出現極大差異,相較之下50Ω插入並聯(series)時,若與祇有電容(capacitor)成份比較,雖然並未出現很大差異,不過在共振頻率附近的損失卻明顯減少。
由此可知若將電容單純當作藕合電容(couplingcondenser)使用時,電感成份的影響會比較少,相較之下或若將電容當作matching特性調整使用時,電感成份的影響則明顯增加。
圖6MCSIL的實際畫面
圖7chipcondenser的等價電路
圖8電容串聯與分路的模擬電路
圖9電容串聯電路的通過特性
圖10電容並聯電路的通過特性
此外GND(Ground)的設計對高頻電路具有關鍵性的影響,如果未正確設計GND,其結果不單是增幅器等主動電路受到影響,經常連filter等被動電路也無法獲得預期的性能。
以如圖11所示的microstrip電路為例,通常多層電路板內側表層會成為基準的接地層(Groundlayer),封裝於電路板表層的元件接地,則是利用小直徑viahole與內層連接。
為了確認與內側表層連接的表層patter是否屬於GND,因此不斷變更厚0.8的FR4玻璃環氧基板上的viahole直徑,並利用模擬分析探討viahole的阻抗(impedance)特性,亦即所謂電抗(reactance)特性。
圖12是模擬電路,圖13是模擬分析後的阻抗特性。
由分析結果可知viahole具有微量的電抗成份,因此多層電路板表面的GND會比照微量的電抗成份,從內側基準的接地層浮現,如圖13所示viahole的直徑越大,電抗成份相對的越小。
此外頻率越高電抗也越大,如果將viahole視為inductor,並計算等價性電感值其結果為:
0.067Nh@R=0.5mm
基板材質:
FR4。
基板厚度:
0.8mm。
頻率:
5GHz。
根據實驗結果顯示基板厚度越薄,viahole直徑越大且複數設置時,基本上可以有效減緩電抗。
圖11連接表、裏層GND的viahole
圖12viahole的simulation電路
圖13viahole的頻率阻抗特性
晶片元件對高頻電路的影響
接著要介紹chipinduct、chipcondenser以及viahole對5GHzLAN電路的影響,該電路使用Agilent公司的ATF-55143半導體,ATF-55143元件屬於低雜訊強化模式(enhancementmode)的模擬型HEMT(HighElectronMobilityTransistor)。
ATF-55143的輸入為2GHz,VDS=2.7V,IDS=10mA時的特性如下所示:
‧三次IMD的interceptpoint為24.2dBm。
‧1dB壓縮(compression)輸出為14.4dBm。
‧噪訊值(noisefigure)為0.6dB。
‧Gain為17.7dB。
ATF-55143最大的特徵是它的強化模式(enhancementmode),因為一般depletionmode的HEMT,gate電位必需比source的電位低,因此必需設置如圖14(a)所示的gate偏壓(bias)用負電源,或是如圖14(b)所示在source與GND之間插入電阻,使source電位比gate電位高。
而ATF-55143的強化模式(enhancementmode)不需借助其它電子元件,就可使gate電位高於source電位。
具體方法如14(C)所示將source連接於GND,如此便可用正的單電源同時提供偏壓給gate與drain。
圖14HEMT的偏壓方式
接著根據資料表(datasheet)記載的VDS=2.0V,IDS=15mA的S參數與噪訊參數,進行以下三種模擬(simulation)分析:
‧模擬分析1:
使用理想性電子元件,具體而言是GND使用理想性被動電子元件,且HEMT
連接的GND也是理想性。
圖15是可作定數調整的模擬電路;圖16是噪訊
形態(noisefigure)測試結果;圖17是Gain測試結果;圖18是輸出入VSWR測試結果。
根據上述測試結果可知雖然上述測試屬於模擬分析架構,不過卻可獲得很好的特性。
圖15定數調整用模擬電路
圖16理想性元件與GND的噪訊型態測試結果
圖17理想性元件與GND的Gain測試結果
圖18理想性元件與GND的VSWR
‧模擬分析2:
實測值更換成L(電感)與C(電容),同時將viaholeGND也列入考慮,並假設特性會惡化。
圖14電路的L(電感)與C(電容)假設是使用太陽誘電公司的HK1608系列或是GRM18系列的chipinduct與chipcondenser元件,因此必需更換成共振電路,此外還利用viahole將HEMT的source與GND連接進行模擬分析。
chipinduct的寄生容量全部都是0.1pF,chipcondenser串聯電感值(inductance)全部都是0.8nH,基板為厚0.8mm的FR4。
圖19是模擬電路;圖20是噪訊形態(noisefigure)測試結果;圖21是Gain測試結果;圖22是輸出入VSWR的測試結果。
上述測試結果若與圖16~18的測試結果比較時,很顯然的是所有的特性都朝低頻方向偏離惡化,換言之所有的特性都無法使用。
圖19實際L、C與viaholeGND的模擬電路
圖20實際L、C與viaholeGND的噪訊型態測試結果
圖21實際L、C與viaholeGND的測試結果
圖22實際L、C與viaholeGND的VSWR
‧模擬分析3:
電路的基本結構不變,祇是將定數調整盡量接近理想條件的特性。
圖23是調整後的電路;圖24是噪訊形態(noisefigure)測試結果;圖25是Gain測試結果;圖26是輸出入VSWR的測試結果。
根據測試結果顯示雖然代表marker的5.25GHz附近的值與理想條件非常接近,不過各特性都成為窄頻帶。
圖23考慮實際L、C值的模擬電路
圖24實際L、C值,relayout電路的噪訊型態測試結果
圖25考慮實際L、C值,relayout電路的Gain
圖26考慮實際L、C值與relayout電路的VSWR
元件的物理性對高頻電路的影響
圖23的電路除了viahole之外,其它部份都可視為集中定數進行模擬分析,換言之對5GHz電路而言除了viahole之外,其它部份都應該被視為分佈定數電路處理,如果希望更加提升精度時,必需追加考慮的要素分別如下所示:
‧組裝元件的land之間的連接pattern。
‧元件的物理尺寸。
‧元件與GND之間連接部位的viahole。
以及元件的外形也需列入考量,因為隨著頻率增高,元件組裝位置的變動誤差可能會造成特性上的變化,為了減少上述的影響,例如1608元件最好改用1005大小的元件,1005元件則可以改用0603大小的元件,除此之外同時還需設法提高元件組裝時的位置精度。
改用尺寸較小的電子元件除了可以降低元件的物理性尺寸的影響,還可使電路更容易被當作集中定數特性處理。
當模擬分析結束後開始著手實際電路試作與調整時,盡量依照量產型的基板形狀與尺寸製作,並裝入量產型的筐體內進行特性確認與調整,如果電路基板上方與筐體之間存有寬闊的空間時,該空間會形成導波管效應,尤其是電路基板上設有增幅器之類的主動性電路時,寬闊的空間往往成為引發異常共振的主要原因,而且寬闊的空間會使filter、switch等被動性電路輸出入之間的絕緣(isolation)惡化。
由於頻率越高波長越短,越容易穿透狹窄空間,所以5GHz的電路需要考慮的問題比2GHz的電路更多更瑣碎。
如上所述若將LAN當作microstrip之類的分佈定數電路,基本上祇需用SmithChart與電算機就可完成設計,不過如果是集中定數(亦即chip類元件)與分佈定數(亦即pattern等等)混載的電路,就必需利用其它設計工具(tools)作模擬分析。
例如設計收發信機等大規模電路時,一般會先制定leveldiagram,進行Gain分配分析等前置作業。
不過最近的模擬器(simulator)例如Eagleware公司的GENESYSV8會依照各電路方塊圖,自行定義噪訊形態(noisefigure)、Gain、IP3、P1dB,並進行系統整體的各種特性與spurious特性分析。
圖27是使用GENESYSV8的模擬器,將高頻收發信機電路以block方式輸入,進行系統分析時的畫面。
圖27GENESYSV8模擬器分析高頻收發信機電路系統時的畫面
結語
以往除了微波爐之外幾乎所有的GHz高頻電子產品幾乎都屬於軍事用品的領域,因此設計者對所謂的GHz高頻電路非常陌生,其中又以電子元件種類的差異,所形成集中定數電路與分佈定數電路特性對高頻電路微妙的影響,更是設計者必需面臨的前所未有衝擊。
除此之外利用模擬器進行系統整體的特性分析,已經成為設計高頻電路時無法或缺的手段。
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- 关 键 词:
- 13 基础 电路设计 十三 GHz 高频 技巧