正弦脉宽调制SPWM控制Word文件下载.docx
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(modulationwave),受它调制得信号称为载波(carrierwave),常用等腰三角波作载波。
当调制波与载波相交时(见图3-4a),其交点决定了逆变器开关器件得通断时刻。
例如:
当a相得调制波电压ura高于载波电压ut时,使开关器
件vt1导通,输出正得脉冲电压(见图3-4b);
当ura低于ut时,使vt1关断,输出电压下降为零。
在ura得负半周中,可用类似得方法控制下桥臂得vt4,
输出负得脉冲电压序列。
若改变调制波得频率,输出电压基波得频率也随之
改变;
降低调制波得幅值时,如图中得,各段脉冲宽度变窄,输出电压得基
波幅值也相应减小。
Hr一叫
a)正弦调制波与三角载波
b)输出得spwm波
图3-4单极式脉宽调制波得形成
上述单极式spwm波形在半周内得脉冲电压只在正”或负”与零”之间变
化,主电路每相只有一个开关器件反复通断。
如果让同一桥臂上、下两个开关器件互补地导通与关断,则输出脉冲在正”与负”之间变化,就得到双极
式得spwm波形。
图3-5绘出了三相双极式正弦脉宽调制波形,其调制方法与单极式相似,只就是输出脉冲电压得极性不同。
当a相调制波ura>
ut时,
vt1导通,vt4关断,节点a与直流电源中点0、间得相电压为uaO'
=+ud/2?
3-5b);
当uravut时,vt1关断而vt4导通,则uaO'
=ud/2。
所以a相电压uaO'
=£
僦是以+ud/2与一ud/2为幅值作正、负跳变得脉冲波形。
同理,图3-
5c得ubO'
二f(就是由vt3与vt6交替导通得到得,图3-5d得ucO'
二f(就是由vt5与vt2交替导通得到得。
由uaO'
与ubO'
相减,可得逆变器输出得线电压uab=f(t)(图3-5e),也就就是负载上得线电压,其脉冲幅值为+ud与—ud。
可
见,线电压得spwm波就是由±
jd与0三种电平构成得。
3-5三相桥式pwm逆变器得双极性spwm波形
5-20中得uao'
、ubo'
与uco'
就是逆变器输出端a、b、c分别与直流电源中
0、之间得电压,o'
点与负载得零点o并不一定就是等电位得,uao'
等并不o与直流电源中点o'
之间得电压为uoo'
.
(3-1)
将式(3-1)中各式相加并整理后得
"
go-曲加'
战3’)一了机X0+圧8)
一般负载三相对称,则uao+ubo+uco=O,故有
(3-2)
由此可求得a相负载电压为
(3-3)
在图3-5f中绘出了相应得负载a相电压波形,ubo与uco波形与此相似。
3、2spwm波得基波电压
对电动机来说,有用得就是电压得基波,希望spwm波形中基波得成分越大
越好。
为了找出基波电压,须将spwm脉冲序列波u(t)展开成傅氏级数,由
于各相电压正、负半波及其左、右均对称,它就是一个奇次正弦周期函数,其一般表达式为
co
i=1
fA-=UA-)
式中
2
U加二一I(①J)
7TD
(3-4)
要把包含n个矩形脉冲得u(t)代入上式,必须先求得每个脉冲得起始相位与终了相位。
在图3-5中,由于在原点处三角波就是从负得顶点开始出现得,所以第i个脉冲中心点得相位应为
开1TT2z-1
q=—
(3-5)
于就是,第i个脉冲得起始相位为
&
-丄$二$
'
2'
=7―
终了相位为
其中5就是第
得
(3-6)
i个脉冲得宽度。
把各脉冲起始与终了相位代入式(3-4)中,可
1?
5SO7fc-372O//r
=込5「心5
讹2VV
1烈=i如3
冨且1—-
■11*■1”]1-1
2用2
b—
(3-7)
k=1代入式(3-7),可得输出电压得基波幅值。
当半个周期内得脉冲数太少时,各脉冲得宽度5都不大,可以近似地认为sin5i/2~,5因此
V■2L
(!
泅真一
RJ-1
(3-8)
可见输出基波电压幅值u1m与各段脉宽5有着直接得关系,它说明调节参考信号得幅值从而改变各个脉冲得宽度时,就可实现对逆变器输出电压基波幅值得平滑调节。
根据脉冲与相关段正弦波面积相等得等效原则可以导出
丸二^sill仇
3TLH
(3-9)
将式(3-5)、式(3-9)代入式(3-8),
5吕总
7细_一
*IwJ
COS'
(3-10)
可以证明,除n=1以外,有限项三角级数
2^cos-二0
而n=1就是没有意义得,因此由式(3-10)可得
u1m=um
也就就是说,spwm逆变器输出脉冲波序列得基波电压正就是调制时所要求得正弦波幅值电压。
当然,这个结论就是在作出前述得近似条件下得到得,即n不太少,sinn/2n/且sin5i/2当这些条件成立时,spwm变压
变频器能很好地满足异步电动机变压变频调速得要求。
要注意到,spwm逆变器输出相电压得基波与常规六拍阶梯波得交-直-交变压
变频器相比要小一些,据有关资料介绍,仅为其86%〜90%,这样就影响了
电机额定电压得充分利用。
为了弥补这个不足,在spwm逆变器得直流回路
中常并联相当大得滤波电容,以抬高逆变器得直流电源电压3、3脉宽调制得制约条件根据脉宽调制得特点,逆变器主电路得功率开关器件在其输出电压半周内要开关n次。
如果把期望得正弦波分段越多,则n越大,脉冲波序列得脉宽5i
越小,上述分析结论得准确性越高,spwm波得基波就更接近期望得正弦
波。
但就是,功率开关器件本身得开关能力就是有限得,因此,在应用脉宽调制技术时必然要受到一定条件得制约,这主要表现在以下两个方面。
3、3、1功率开关器件得开关频率各种电力电子器件得开关频率受到其固有得开关时间与开关损耗得限制,全控型器件常用得开关频率如下:
双极型电力晶体管(bjt)开关频率可达1〜5khz,可关断晶闸管(gto)开关频率为1〜2khz,功率场效应管(p-mosfet)开关频率可达50khz,而目前最常用得绝缘栅双极晶体管(igbt)开关频率为5〜
20khz。
定义载波频率ft与参考调制波频率fr之比为载波比n(camerratio),即
N
fr
(3-11)
相对于前述spwm波形半个周期内得脉冲数n来说,应有n=2n。
为了使逆变器得输出尽量接近正弦波,应尽可能增大载波比,但若从功率开关器件本身得允许开关频率来瞧,载波比又不能太大。
n值应受到下列条件得制约:
功率开关器件的允许开关频率
A三
最高的正弦调制信号频率
(3-12)
式(3-12)中得分母实际上就就是spwm变频器得最高输出频率。
3、3、2最小间歇时间与调制度
为保证主电路开关器件得安全工作,必须使调制得脉冲波有个最小脉宽与最
小间歇得限制,以保证最小脉冲宽度大于开关器件得导通时间ton,而最小
脉冲间歇大于器件得关断时间toff。
在脉宽调制时,若n为偶数,调制信号
得幅值urm与三角载波相交得两点恰好就是一个脉冲得间歇。
为了保证最小间歇时间大于toff,必须使urm低于三角载波得峰值utm。
为此,定义urm
与utm之比为调制度m,即
(3-13)
在理想情况下,m值可在0〜1之间变化,以调节逆变器输出电压得大小。
实际上,m总就是小于1得,在n较大时,一般取最高得m=0、8~0、9。
3、4同步调制与异步调制
在实行spwm时,视载波比n得变化与否,有同步调制与异步调制之分。
3、4、1同步调制
在同步调制方式中,n=常数,变频时三角载波得频率与正弦调制波得频率同步改变,因而输出电压半波内得矩形脉冲数就是固定不变得。
如果取n等
于3得倍数,贝恫步调制能保证输出波形得正、负半波始终对称,并能严格保证三相输出波形间具有互差120°
得对称关系。
但就是,当输出频率很低
时,由于相邻两脉冲间得间距增大,谐波会显著增加,使负载电动机产生较大脉动转矩与较强得噪声,这就是同步调制方式得主要缺点。
3、4、2异步调制
为了消除同步调制得缺点,可以采用异步调制方式。
顾名思义,异步调制
时,在变压变频器得整个变频范围内,载波比n不等于常数。
一般在改变调
制波频率fr时保持三角载波频率ft不变,因而提高了低频时得载波比。
这样输出电压半波内得矩形脉冲数可随输出频率得降低而增加,从而减少负载电动机得转矩脉动与噪声,改善了系统得低频工作性能。
有一利必有一弊,异步调制方式在改善低频工作性能得同时,又失去了同步调制得优点。
当载波比n随着输出频率得降低而连续变化时,它不可能总就是3得倍数,势必使输出电压波形及其相位都发生变化,难以保持三相输出得对称性,可能引起电动机工作得不平稳。
3、4、3分段同步调制
为了扬长避短,可将同步调制与异步调制结合起来,成为分段同步调制方
式,实用得spwm变压变频器多米用这种方式。
在一定频率范围内采用同步调制,可保持输出波形对称得优点,但频率降低较多时,如果仍保持载波比n不变,输出电压谐波将会增大。
为了避免这个缺点,可以采纳异步调制得长处,使载波比分段有级地加大,这就就是分段同步调制方式。
具体地说,把整个变频范围划分成若干频段,在每个频段内都维持载波比n恒定,而对不同得频段取不同得n值,频率低时,n值取大些,一般大致按等比级数安排。
表3-1给出了一个系统得频段与载波比得分
配,以资参考。
表务】井段同歩调钏W频段前黨祓比
输出範辜即Hz
幵关輛羣I/Hz
JI-62
90
Z-41
135
i■-27
21(1
1117
550
36305610
:
-11
510
5610
-I6-7
图3-6所示就是与表3-1相应得f1与ft得关系曲线。
由图可见,在输出频率f1得不同频段内用不同得n值进行同步调制,使各频段开关频率得变化范围基本一致,以适应功率开关器件对开关频率得限制。
图3-6分段同步调制时输出频率与开关频率得关系曲线
上述图表得设计计算方法如下:
已知变频器要求得输出频率范围为5~60hz,
用igbt作开关器件,取最大开关频率为5、5khz左右,最小开关频率在最大开关频率得1/2〜2/3之间,视分段数要求而定。
现取输出频率上限为62hz,则第一段载波比为
N\==…=SS.7
max
/g62圧
取n为3得整数倍数,则n1=90,修正后,
==9°
口出*Y妞0圧
f
若取
,计算后得
二基=3TQ圧=4]茁HZ
y
取整数,则f1min二41hz,ftmin=4190=369Ohz。
以下各段依此类推,可得表3-1中各行得数据。
分段同步调制虽然比较麻烦,但在微电子技术迅速发展得今天,这种调制方
式就是很容易实现得。
3、5spwm控制方法
采用高开关频率得全控型电力电子器件组成逆变电路时,先假定器件得开与关均无延时,于就是可将要求变频器输出三相spwm波得问题转化为如何获
得与其形状相同得三相spwm控制信号问题,用这些信号作为变频器中各电力电子器件得基极(栅极)驱动信号。
原始得spwm就是由模拟控制实现得。
图3-7就是spwm变压变频器得模拟控制电路框图。
三相对称得参考正弦电压调制信号ura、urb、urc由参考信号
发生器提供,其频率与幅值都可调。
三角载波信号ut由三角波发生器提供,
各相共用。
它分别与每相调制信号进行比较,给出正”得饱与输出或零”输
出,产生spwm脉冲波序列uda、udb、udc,作为变压变频器功率开关器件得驱动信号。
spwm得模拟控制现在已很少应用,但它得原理仍就是其它控制方法得基础。
图3-7spwm变压变频器得模拟控制电路
目前常用得spwm控制方法就是数字控制。
可以采用微机存储预先计算好得spwm波形数据表格,控制时根据指令调出;
或者通过软件实时生成spwm波
形;
也可以采用大规模集成电路专用芯片中产生得spwm信号。
下面介绍几
种常用得方法。
3、5、1自然采样法
完全按照模拟控制得方法,计算正弦调制波与三角载波得交点,从而求出相
应得脉宽与脉冲间歇时刻,生成spwm波形,称为自然采样法(natural
sampling),如图3-8所示。
在图中截取了任意一段正弦调制波与三角载波得相交情况。
交点a就是发出脉冲得时刻,b点就是结束脉冲得时刻。
图3-
7spwm变压变频器得模拟控制电路tc为三角载波得周期;
t1为在tc时间段内在脉冲发生以前(即a点以前)得间歇时间;
t2为ab之间得脉宽时间;
t3为在tc时间段以内b点以后得间歇时间。
显然,tc=t1+t2+t3。
图3-8生成spwm波形得自然采样法
若以单位1代表三角载波得幅值utm,则正弦调制波得幅值urm就表示调制
度m,正弦调制波可写作ur二msinw1t
式中,wl就是调制频率,也就就是变压变频器得输出频率
由于a、b两点对三角载波得中心线并不对称,须把脉宽时间t2分成t'
2与
t'
2两部分(见图3-8)。
按相似直角三角形得几何关系,可知
2_i+』fsin如卫
T
61
经整理得
M
1+_(S;
Ul叫M+MU】fqr店)
(3-14)
这就是一个超越方程,其中ta、tb与载波比n、调制度m都有关系,求解困难,而且tl工t3分别计算更增加了困难。
因此,自然采样法虽能确切反映正弦脉宽调制得原始方法,计算结果正确,却不适于微机实时控制。
3、5、2规则采样法
自然采样法得关键问题就是,spwm波形每一个脉冲得起始与终了时刻ta与tb对三角波得中心线不对称,因而求解困难。
工程上实用得方法要求算法简单,只要误差不大,允许作一些近似处理。
这样就提出了各种规则采样法(regularsampling)。
规则采样法得出发点就是设法在三角载波得特定时刻处确定正弦调制波得采样电压值,使脉冲得起始与终了时刻对称,这样就比较容易计算求出对应于每一个spwm波得采样时刻。
图3-9所示就是一种规则采样法,以三角载波得负峰值(e点)作为采样时刻,对应得采样电压为ure。
在三角载波上由ure
水平线截得a、b两点,以此确定了脉宽时间t2。
由于在两个三角载波波形正峰值之间得时刻即为tc,因此a点、b点与载波各正峰值得间隔时间分别为t1与t3,且t1=t3,而相应得spwm波形相对于tc得中间时刻(载波负峰值对应得时刻)对称,这就大大简化了计算。
需要指出得就是,上述规则采样法所得spwm波形得起始时刻、终了时刻以及脉宽大小都不如自然采样法准确,脉冲起始时刻a点比自然采样法提前了,终了时刻b点也提前了,虽然两者
提前得时间不尽相同,但终究相互之间有了一些补偿,对脉冲宽度得影响不大,所造成得误差就是工程上能够允许得,毕竟规则采样法得算法简单多了。
由图3-9可以瞧出,规则采样法得实质就是用阶梯波来代替正弦波(图中
粗实线所示),从而简化了算法。
只要载波比足够大,不同得阶梯波都很逼近正弦波,所造成得误差可以忽略不计。
B
I
III
1
3
图3-9生成spwm波得一种规则采样法
在规则采样法中,三角载波每个周期得采样时刻都就是确定得,都在负峰值
处,不必作图就可计算出相应时刻得正弦波值。
例如采样值应依次为
msin31temsin(w1te+tc)msin(w1te+2),,因而脉宽时间与间歇
时间都可以很容易计算出来。
由图3-9可得规则采样法得计算公式:
脉宽时间
S-寸(l+N/sin①)
(3-15)
间歇时间
H二:
(兀-G)
(3-16)
实用得变频器多就是三相得,因此还应形成三相得spwm波形。
三相正弦调
制波在时间上互差2n/3而三角载波就是共用得,这样就可在同一个三角载波周期内获得图3-10所示得三相spwm脉冲波形。
在图中,每相得脉宽时间
31与m时得脉宽时间
ta2、tb2与tc2都可用式(3-15)计算,求三相脉宽时间得总与时,等式右边第一项相同,加起来就是其三倍,第二项之与则为零,因此
r
(3-17)
图3-10三相spwm波形得生成
三相间歇时间总与为
GC1T=心十如―》
脉冲两侧得间歇时间相等,所以
+5+4=G+孑員+「3
(3-18)
式中,下角标a、b、c分别表示a、b、c三相。
在数字控制中,一般可以离线先在计算机上算出不同t2或
后,写入eprom,然后由调速系统得微机通过查表与加减法运算求出各相脉宽时间与间歇时间,这就就是查表法。
也可以在内存中存储正弦函数与tc/2值,控制时,先取出正弦值与调速系统所需得调制度m作乘法运算,再
根据给定得载波频率取出对应得tc/2值,与msincite作乘法运算,然后运用
加、减、移位即可算出脉宽时间t2与间歇时间t1、t3,此即实时计算法。
按
查表法或实时计算法所得得脉冲数据都送入定时器,利用定时中断向接口电路送出相应得高、低电平,以实时产生spwm波形得一系列脉冲。
对于开环控制系统,在某一给定转速下其调制度m与频率31都有确定值,所以宜采
用查表法。
对于闭环控制得调速系统,在系统运行中调制度m值须随时被反
馈控制调节,所以用实时计算法更为宜。
spwm
3、5、3spwm专用集成电路芯片与微处理器应用单片微机产生spwm波形时,其效果受到指令功能、运算速度、存储容量与兼顾其它控制算法功能得限制,有时难以有很好得实时性。
特别就是在高频电力电子器件得应用以及在闭环调速系统中,完全依靠软件生成波形得方法实际上很难适应其要求。
随着微电子技术得发展,早期曾陆续开发了一些专门用于发生spwm控制信
号得集成电路芯片,如mullard公司得hef4752、philips公司得mkii、
siemens公司得sle4520、sanken公司得mb63h110,以及我国研制得zps-110等,应用这类专用芯片当然比用单片微机生成spwm信号要方便得多。
近来
更出现了多种用于电动机调速控制得专用单片微处理器,如intel公司得
8xc196mc系列、tl公司得tms320系列、日立公司得sh7000系列等。
这些微处理器一般都具有以下功能:
(1)有pwm波形生成硬件及较宽得调频调制范围;
(2)为了对变频器及所组成调速系统得运行参数(如电压、电流、转速等)
进行实时检测与故障保护,微处理器具有很强得中断功能与较多得中断通道;
(3)具有将外部得模拟量控制信号及通过各种传感器送来得模拟反馈、检测信号进行a/d转换得接口,且一般为8位转换器;
(4)具有较高得运算速度、能完成复杂运算得指令、内存容量较大;
(5)有用于外围通信得同步、异
步串行接口得硬件或软件单元。
由于这些功能得支持,所以上述微处理器能方便地用于开发基于pwm控制技术得电动机调速系统,微处理器除能产生可调频率得pwm控制信号外,还能完成必需得保护、控制等功能。
现代spwm变频器得控制电路大都就是以微处理器为核心得数字控制电路。
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- 正弦 脉宽调制 SPWM 控制