设计和实施一个基于CPLD的SVPWM的ASIC交流电机驱动变速控制系统.docx
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设计和实施一个基于CPLD的SVPWM的ASIC交流电机驱动变速控制系统
设计和实施一个基于CPLD的SVPWM的ASIC交流电机驱动变速控制系统
电机工程学系,技术民心研究所,新竹,台湾,中华民国
在本文中,我们提出了一个SVPWM的ASIC的交流电机驱动变速控制的设计和执行,采用Altera的FLEXlOKlOOACPLD器件。
给出的dq轴从EPROM查找表正弦参考,该ASIC可以产生交替反转开关PWM序列来控制电机的转速。
在PWM序列的烧成时间是开关周期的函数,DC总线电压、和参考矢量的分量的电压。
功能的计算是简单的,因此可以很容易地进行数字硬件的扩展。
仿真和实验结果能显示所提出的SVPWMASIC的性能。
关键词:
SVPWM,CPLD控制ASIC。
一、引言
在交流马达驱动器的变速控制,利用空间矢量脉宽调制(SVPWM)的计划已被广泛使用,因为它可以得到更好的谐波性能和校准,以数字控制技术和其他的PWM方法相比。
数字硬件实现电机控制器一直是最近的吸引力,因为它可以减少系统元件数量和降低软件投资。
随着超大规模集成电路技术,复杂可编程逻辑器件(CPLD)和现场可编程门阵列(FPGA)的进展已引起广泛关注,由于其可编程硬接线功能,更短的设计周期,并为数字系统实现比其它数字逻辑硬件更高的密度。
虽然在文献中空间矢量PWM控制的ASIC使用的FPGA三相PWM逆变器的实现并不缺乏,在本文中,我们用一个不同的方法设计并实现了基于CPLD的SVPWM的ASIC,其中的烧成时间来产生PWM波形的计算是简单的,并且因此可以容易地进行的,采用一个AlteraFLEXEPFIOKIOOA装置。
二、空间矢量PWM方案的原理
用于设计ASIC的空间矢量脉宽调制方案的原理说明如下。
首先,对于星形连接的负载。
与中性点不接地的三相PWM逆变器,如图1,我们可以写
(1)
图1、PWM反相器电路与星形连接的电动机的负荷
(2)
(3)
其中Va0,VBO,和Vc0,是相对于地面的三相电压,Van,VBN和VCN都是三相电压相对于所述电机的中性点和VN0是中性点相对于到地面的电压。
对于平衡三相电源,我们有van+abn+vcn=0。
从而增加上述公式,我们得到
(4)
式(4)代入式
(1)-(3)式可得
(5)
其次,使用DQ两轴理论,我们有
(6)
图2、该电压空间向量图
其中Vd和Vq的是在静止参考坐标系的dq轴成分的电压。
(2)代入式
(1)可得
(7)
从(7)中,我们可以得到八个空间电压矢量,V0-V7,对应八个逆变器的开关状态。
例如,在开关状态(su,sv,sw)=(1,0,0),相电压向量的值(
)等于[
0,1]。
因此使用(7),我们有相应的空间电压矢量V1=[
]=[2
/3,0]。
同样,在开关状态下(su,sv,sw)=(1,1,0),相电压向量的值(
)等于[
1]。
通过使用(7),我们获得相应的空间电压矢量V2=[vq,vd]=[
/3,
]。
剩余空间向量可获得同样的结果如图2所示。
驱动电动机的交流波形生成可以通过引用在空间的旋转矢量。
可以创建任何实例参考矢量的相邻矢量和零矢量(V0或V7)。
例如,在图2的第1部分,从V1转向V2,或者逆变器,反之亦然,和工作周期由VA和VB的值提供电动机的参考电压矢量Vs。
因此,我们有
(8)
图3、第一部分的两个连续的采样间隔脉冲波形
其中T1和T分别是该区间的持续时间为V1和V2,,T为采样周期,这是一个逆变器开关周期的一半。
求解T1和T2,它遵循
(9)
因此,TI和T2可以解决如
(10)
(11)
类似地,开关时间在其他区间可以得出,表一总结的结果。
区间的数量可以由旋转角度
得出,如表1所示
一般来说,时间之和介于T1和T2,但小于T。
因此,一个零向量(V0或V7)也必须在采样周期使用。
为最大限度地减少在一个开关周期内的开关次数,交替反转脉冲序列技术被采用,在该脉冲模式的两个连续的采样间隔内可以在T(K)采样间隔内由V0开头和V7结束进行配置,和在T(K+L)采样间隔由V7开头和V0结束,其中k=1,3,5,...,如图3所示。
该技术的好处来自每个采样周期只有三个换向,并且只有一个逆变器臂的开关在一个时间。
进一步的,可以从表1中看出持续时间、T1和T2是该组件的电压、vq和vd。
采样周期、T和直流母线电压Vdc。
函数的计算是非常简单的,因此可以很容易地由数字硬件进行设计。
表1、在每个扇区停留时间间隔计算
表2、在每个扇区的PWM烧制时间计算
三、基于CPLD的SVPWM的ASIC设计
图4示出所提出的SVPWM的ASIC的电路功能框图。
该ASIC从EPROM存储单元中采用8位的dq轴分量电压,用vd和vq表示整个T1和T2的运算。
该组件的电压是正交的正弦信号在空间生成一个参考矢量。
如果电动机的旋转角被定义为在dq空间的逆时针方向为正,则该部分电压Vd设定为余弦函数,而另一个分量电压Vq被设定为正弦函数。
采样周期为T,被设定为100微秒,正如通常使用的时钟周期为1微秒。
图4、SVPWM的ASIC的框图
图5、可编程定时器和EPROM的地址解码器的电路
两个参考信号的频率是通过一个控制电路确定,它包括一个普通的8位微处理器接口,可编程定时器,以及一个模-180计数器,如图所示5。
该1MHz可编程定时器由一个8位计数器和一个8位的比较器组成。
1MHz-OSC频率时钟的可编程定时器。
然后用可编程定时器时钟模-180计数器的输出信号作为地址的EPROM设备读出正弦参考信号。
当模-180计数器到达终端计数在一个周期结束,它将重置并且一个新的周期开始了。
参考命令输出分别装入两个8位移位寄存器与通过电路模-100计数器并行加载在每个采样周期的开始。
参考命令的大小,如果需要v/f控制也可以由任一合适的右或左缩放。
在每个扇区中,经缩放的参考命令由电路块的驻留持续时间T1和T2计算。
然而,为了产生PWM信号,就需要在PWM烧制时间,被定义为从开始的时间到PWM脉冲前沿的间隔。
例如,在扇区I,PWM在T(K)的采样周期的开通时间为开关Su,Sv和Sw,如下所示公式:
(12)
图6、扇区选择的电路
(a)
(b)
图7(a)空载补偿PWM信号产生电路,(b)40微秒、3微秒、4微秒运行时间的仿真结果
(13)
(14)
其中T3=T-T1-T2。
在其他行业中的PWM运行时间所得到的方程可以以相同的方式来获得。
表2总结的结果,从表2中可以看出,在扇区1烧成时间方程相同的扇区IV,在扇区2烧成时间方程中的相同扇区V,和在扇区3烧成时间方程中相同的扇区六。
从而实现对具有相同烧成时方程组可以共享相同的电路。
想了解更多的电路设计简单,我们可以设置Vdc的值为100V,它必须等于直流母线电压。
由于T已设置为100微秒,单位T/Vdc,在上面的方程则可以消除。
进一步,因为
,电路实现了复杂的计算只需要一些加法器/减法器和转换器。
图8、扇区1的PWM信号给予VQ和VD值得到仿真结果
图9、基于CPLD的SVPWM反馈交流电动机驱动系统
扇区选择是必要的,以确定哪些在六个扇区生成的复杂PWM信号被使用。
因为有一个参考指令周期180个采样值,它们可以被平分,每个扇区得到30分。
如图6所示,这种策略可以通过一个模计数器由一个模6计数器,在三个输出信号Y2,Y1和Y0其中级联来实现,然后用于为6至1复用器的选择信号选择从上述6扇区后台时间计算电路的输入端之一。
输入超时来自图5可编程定时器的输出。
在PWM开通时间fu,fv和fw在适当的地方已结束后,他们被路由到PWM生成与逆变器空载时间补偿电路。
该电路主要包含一个模100向上/向下计数器,两个8位比较器,加法器和两个D型触发器,如图7(a)所示。
模100向上/向下计数器计数其值先向上计数器在计数周期比较其价值随输入。
从零至100,然后向下计数到零,并且重复操作周期。
计数器在计数周期根据输入比较其值。
只要计数器大于输入数据的值,那么输出信号从低电平变为高电平,并保持高电平,直到计数器的值是小于输入,而它向下计数。
逆变器的空载时间的补偿是通过给待烧时间的延迟和由加法器来实现。
图7(b)示出了仿真的结果与不同的空载时间。
四、实施和实验结果
该ASIC的设计与Altera的MAX+PLUSII被安装在个人计算机上的帮助可编程逻辑开发系统。
仿真的SVPWM的ASIC电路的总的已经做了,考虑到元件的电压的值。
图8示出了仿真结果在扇区1,其可根据测量的PWM信号的发射时间在每个采样周期验证设计的正确性(12)-(14)。
所设计的电路也被下载到一个AlteraFLEXEPF10K100ARC240-1芯片的实验验证通过的ByteBlaster并口下载电缆,连接到个人电脑的打印机端口。
图9示出了实验系统,初始实验结果为表示u和v信号在扇区1中示出了图10,这与模拟结果相符。
更多的实验根据现在正在做的通过发送空间矢量PWM门控信号提供给交流电机的三相逆变器以获得相电流。
图10、实验结果只对u(ch1)和v(ch2)进行说明
五、结论
在本文中,我们提出了设计和实现的SVPWMASIC的交流电机驱动变速控制,采用Altera公司的FLEXEPF10K100ACPLD器件。
仿真和实验结果表明,该ASIC可以生成基于空间矢量的概念交替反转的PWM序列。
获得电机的相电流需要进行更多的研究。
因为参考指令是在每个采样周期更新,该ASIC的设计可以很容易地扩展,因此,它可以被包括在电流控制回路来调节电动机的定子相电流。
实验结果为在第1区产生PWM信号,仅在u(ch2)和v(ch1)的信号被显示。
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