LLC设计步骤PPT文件格式下载.pptx
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电流落后于电压,即Zin为感性频率增加,阻抗增加,电压波形,电流波形,相位差为0是感性容性的分界线,LLC的阻抗特性,222,1xkx1xkQ,jx,x2k2,ZinZo*Q*1x2k2Q2,Qmax(x),1,1,k(1x2)(kx)2,虚部为零,是感性容性的分界线,由此条件得到,(1k)*(x)212Q*k*(x)*(x)212,k*(x)2,|Gmax|,再看增益公式,把Qmax(x)带入公式,可求出x,再得到Qmax,从而得到Cr,Lr,Lm;
令Q=0得空载工作频率,已知量,代换为x,xk,x1x2k2Q2,x10,只有x是未知量,解求各参数,(1k)*(x)212Qk(x)*(x)212,k*(x)2,|Gmin|,已知量,令Q=0,由最高输入电压时的增益(Gmin)和空载条件(Q=0)求解最高工作频率,(1k)*(x)21,k*(x)2,|Gmin|,只有x是未知量,结果,),1,Gmax2,1k(1,fmin,fr,k*Gmax,0.95,Q0.95Qmax,Gmax2,*k,Gmax211,2frLpk*Ls,LsQ*RAC,2*fr*RAC*Q,Cr,),1,Gmin,1k(1,fmax,fr,ZVS的另一个限制,Td,Ip(2CossCstray)Vin,4fmax*(LsLp),*,LsLp4,Im,Tmin,VinMax,VinMax,核算ImIp,不满足重选Q,Ip,Im,输入电压最高时的Im,保证ZVS的Ip,确定输入输出指标选择谐振频率和选择操作区域计算变压器变比和谐振元件值计算功率器件电压电流应力选择器件和变压器设计,归一化的计算步骤,实际计算步骤,1.输入输出指标,输入电压范围:
VinMin=250V,VinMax=420V额定输入电压:
VinNom=400VDC输出电压电流(最大值):
24V/10A,12V/4A输出功率:
Po=2410124288W,2.选择谐振频率和工作区域,谐振频率fr=100KHz额定输入输出时电源工作在fr,3.计算变压器变比和谐振元件值,3.1理论变比,VoVD240.7,n228.1,VinNom400,实际计算步骤,3.2最高、最低输入电压的增益,Gmin2n*(VoVd)2*8.1*(240.7)0.952VinMax420Gmax2n*(VoVd)2*8.1*(240.7)1.6VinMin250,2,RL,PO288,VO2242,RACn28RL8.12*8*2106.522,3.3计算等效为24V输出的负载电阻和反射电阻,实际计算步骤,3.4取k3,0.426,1.62,1.621,*3,3*1.6,0.95,0.95Gmax2,*k,k*GmaxGmax21,Q,59.5KHz,fr,),1,100,1,1.62,Gmax2,)13(1,1k(1,fmin,108.5KHz,fr,fmax,),0.952,1,100,1,Gmin,)13(1,1k(1,3.5计算Q,fmin,fmax,Ls,Lp,Cr,实际计算步骤,LsQ*RAC0.426*106.572uH2fr2*100Lpk*Lr3*72216uH,35nF,12*fr*RAC*Q,Cr,12*100*106.5*0.426,3.36A,4fmax*(LrLp),VinMax,4*108.5*(72216),420,Im,1.05A,Td200*109,Ip(2CossCstray)Vin500*1012*,420,3.6核算ImIp,ImIp,如不满足需降低Q或增大Lr+Lp,4.计算功率器件电压电流应力,实际计算步骤,4.1初级电流有效值,VO2nRL,8nRLLm2fr2,Irms,42,821.6A,4.2MOSFET电压,电流最大值,电流有效值,2,2,VMosVinMax420VIMax_MosIOCPIrms_MosIrms1.61.13A,PConduct_lossIrms_Mos2Rds1.28Rds,实际计算步骤,4.3次级整流管电压,电流,损耗(24V输出),22,VD_Max2*VO2*2448ID_AvgIo105A(24V),PD_Conduct_lossVD_Conduct_Avg*ID_Avg0.7*53.5W,4.4谐振电容电流有效值、最大电压,VO2nRL,8nRLLm2fr2,ICr_rmsIrms,42,821.6A,22frCr,1420IOCP2frCr,VCr_MaxVin_Max2*Irms_Max*2,实际计算步骤,4.5输出电容的电流有效值(f=fr,24V输出),Io2,ICo_Rms,8,Io2.32A,8,2,2,22,Io,5.选择器件和变压器设计,实际计算步骤,MOSFET:
满足20裕量,电压500V,电流从发热和Coss考虑(保证高压时ZVS)Cr:
满足RMS电流的要求,电压为计算值1.5倍左右Co:
满足RMS电流要求D:
电压满足20裕量;
电流考虑到不平衡,取40裕量,其余从发热考虑变压器实际变比,3,319.35,nrealn*,k,k18.1*,Lp,LrLpn*,实际计算步骤,初级最小匝数(EER40),*10332.5,NP_Min,2fmin*B*Ae2*59.5*0.4*149,nreal(VoVd)9.35(240.7),选择次级匝数,计算初级匝数使其大于32.5TN12=2T;
N24=4TNp=9.35*4=37.433最终结果:
Np=37TN12=2TN24=4T,LLC的几个问题讨论,变压器变比和结构电流不对称控制环路,LLC变压器磁阻模型,除了普通变压器的空气漏磁外,LLC变压器有新的漏磁路径,使漏感很大,磁电对偶关系得到电路模型,LLC变压器电路模型,半个周期只有一路导通,漏感会使谐振时的输出电压变高,LLC变压器电路模型,由于fr时的增益1,实际变比比理论变比大才能得到理论电压,a为理论变比,n为实际变比,LLC变压器漏感的调整,增加初次级的距离增加了漏感,一个变压器实测结果,初次级都不加3.6mm档墙Lm=680uH,Ls=123uH在次级加3.6mm档墙Lm=680uH,Ls=140uH,初级加3.6mm,次级不加3.6mm档墙Lm=700uH,Ls=146uH初级、次级都加3.6mm档墙Lm=700uH,Ls=160uH,档墙,次级加的位置,可能的变压器集成方式,A,B,C,D,驱动不对称造成电流不对称,实际测量结果:
二极管经受2.4%的占空比失衡时,就会存在20%的RMS电流失配导致二极管过度设计,驱动对称就好了吗?
驱动几乎完全对称,电流不平衡由正负半周的漏感不同引起,双线并绕可以减少这种情况,LLC控制环路,由于调制频率在谐振频率范围,LLC不适合于状态空间法见于论文的是扩展描述法,但相当复杂目前常用的是时域仿真的方法优点:
只需要开关模型,很多软件工具可用,如Simplis。
结果和实际一致(其实就相当于网络分析仪测试)缺点:
无法取得零、极点的数学表达,所以不能用数学工具设计反馈,高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1,LPFmovesLoaddecrease,ESRzero10KHz,Doublepole25KHz,(Fr=66KHz,simulationsaround90KHz),ESRzero10KHz,LPFmovesLoaddecrease,(Fr=66KHz,simulationsaround75kHz)Doublepole10KHz,高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2,高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性,一个零点,有电容的ESR形成一个低频极点,其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关当负载减小时极点的位置往低频移动差频双极点,频率在(f-fr),当开关频率接近谐振频率时,双极点分成两个极点(低Q值双极点),一个接近于低频极点,一个在比较高的频率,DoublepoleQfactorofdoublepolechangeswithload,ESRzero,RHPZ,谐振频率处不同负载时的小信号传递特性,谐振频率处不同负载时的小信号传递特性,一个零点,有电容的ESR形成一个低频极点,其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关当负载减小时极点的位置往低频移动差频双极点,频率在(f-fr),当开关频率接近谐振频率时,双极点分成两个极点(低Q值双极点),一个接近于低频极点,一个移到比较高的频率有RHPZ存在,但频率非常高,远大于一般AC/DC的带宽,不会影响补偿,RHPZ,ESRzero,(Fr=66KHz,simulationsaround52kHz)DoublepoleFrequencydoesnotchangewithloadQfactorofdoublepolechangeswithload,低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1,RHPZESRzero,(Fr=66KHz,simulationsaround47kHz)DoublepoleFrequencydoesnotchangewithloadQfactorofdoublepolechangeswithload,低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2,低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性,一个零点,有电容的ESR形成低频双极点,其位置相当稳定,随开关频率移动很小有RHPZ存在,但频率非常高,远大于一般AC/DC的带宽,不会影响补偿,反馈补偿方案,11,|1,V1sC1sC2R2*VoR1,sC3,Vo,sR1R4C11sR2C21sR3C3,IdVoV1/Vo1sR1R2C1*1sR3R4C3,R4|R31,3型补偿网络,零点放在低频初,补偿轻载时的低频极点,零点放在双极点处,提高带宽和相位,低频极点,提高低频增益(R4),抵消ESR零点,衰减开关噪音,一款新颖的控制芯片,HiperPLC:
LCDTV主电源解决方案,集成度最高的LCDTV,LED路灯主电源解决方案集成了PFC、LLC控制器以及LLC半桥驱动器非常适合150W至600W的功率应用,主要特点及优点,连续模式PFC,Doff控制无需检测输入波形CCM模式降低了差模干扰和磁损,Doff控制减少了外部元件PFC与LLC级之间的频率相位锁定避免差频干扰,纹波电流抵消降低了高压电解成本PFC/LLC避免边缘冲突避免了互相干扰占空比匹配与严格限制的死区时间优化了LLC效率两相不平衡度小于1集成了供电控制和各种保护功能,HiperPLCLLC/PFC同步可节省成本,LLC与PFC之间无差频纹波抵消无内部边缘冲突边缘从不相交,这样可以降低噪声及互相干扰简化单层电路板的布局LLC半桥,PFC漏极,HiperPLC显示LLC与PFC相位锁定,PFC围绕LLC边缘对称分布,实测波形,PFC&
LLC仿真,纹波减少(Vac(max),接近正弦),PFC输出电容的电流减少(电流抵消),LLC流出PFC输出电容,PFC电流流入PFC输出电容,参考设计结构框图,HiperPLC集成的控制器PFC与LLC控制器同步集成的LLC高端/低端驱动器LLC零电压开关,集成的控制/保护功能,辅助电源,PFC驱动器,PFC与LLC控制,高端/,低端驱动器,输出滤波器,EMI滤波器,HiperPLC,升压扼流圈,升压电容,功率二极管,升压MOSFET,功率,MOSFET,功率MOSFET,低成本EMI滤波器纹波电流抵消降低了差模EMI连续模式PFC降低了差模EMI,低成本PFC扼流圈,无需使用利兹线小磁芯尺寸,低AC磁通量、低AC纹波,升压MOSFET开关和PFC二极管低成本的超快或ST高效二极管低RMS电流降低MOSFET损耗,升压电容纹波电流抵消意味着电容尺寸更小、成本更低,TinySwitch-III待机电源待机功耗低集成度高符合新的能效标准,24V,辅助输出端,5V待机,参考样板,PLC810,
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