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LDO稳压器工作原理
LDO稳压器工作原理
随着便携式设备(电池供电)在过去十年间的快速增加,像原先的业界标准LM340和LM317如此的稳压器件已经无法知足新的需要。
这些稳压器利用NPN达林顿管,在本文中称其为NPN稳压器(NPNregulators)。
预期更高性能的稳压器件已经由新型的低压差(Low-dropout)稳压器(LDO)和准LDO稳压器(quasi-LDO)实现了。
(原文:
)
NPN稳压器(NPNregulators)
在NPN稳压器(图1:
NPN稳压器内部结构框图)的内部利用一个PNP管来驱动NPN达林顿管(NPNDarlingtonpasstransistor),输入输出之间存在至少~的压差(dropoutvoltage)。
那个压差为:
Vdrop=2Vbe+Vsat(NPN稳压器)
(1)
LDO稳压器(LDOregulators)
在LDO(LowDropout)稳压器(图2:
LDO稳压器内部结构框图)中,导通管是一个PNP管。
LDO的最大优势确实是PNP管只会带来很小的导通压降,满载(Full-load)的跌落电压的典型值小于500mV,轻载(Lightloads)时的压降仅有10~20mV。
LDO的压差为:
Vdrop=Vsat(LDO稳压器)
(2)
准LDO稳压器(Quasi-LDOregulators)
准LDO(Quasi-LDO)稳压器(图3:
准LDO稳压器内部结构框图)已经普遍应用于某些场合,例如:
5V到转换器。
准LDO介于NPN稳压器和LDO稳压器之间而得名,导通管是由单个PNP管来驱动单个NPN管。
因此,它的跌落压降介于NPN稳压器和LDO之间:
Vdrop=Vbe+Vsat (3)
稳压器的工作原理(RegulatorOperation)
所有的稳压器,都利用了相同的技术实现输出电压的稳固(图4:
稳压器工作原理图)。
输出电压通过连接到误差放大器(ErrorAmplifier)反相输入端(InvertingInput)的分压电阻(ResistiveDivider)采样(Sampled),误差放大器的同相输入端(Non-invertingInput)连接到一个参考电压Vref。
参考电压由IC内部的带隙参考源(BandgapReference)产生。
误差放大器老是试图迫使其两头输入相等。
为此,它提供负载电流以保证输出电压稳固:
Vout=Vref(1+R1/R2) (4)
性能比较(PerformanceComparison)
NPN,LDO和准LDO在电性能参数上的最大区别是:
跌落电压(Dropout Voltage)和地脚电流(GroundPinCurrent)。
为了便于分析,咱们概念地脚电流为Ignd(参见图4),并忽略了IC到地的小偏置电流。
那么,Ignd等于负载电流IL除以导通管的增益。
NPN稳压器中,达林顿管的增益很高(HighGain),因此它只需很小的电流来驱动负载电流IL。
如此它的地脚电流Ignd也会很低,一样只有几个mA。
准LDO也有较好的性能,如国半(NS)的LM1085能够输出3A的电流却只有10mA的地脚电流。
但是,LDO的地脚电流会比较高。
在满载时,PNP管的β值一样是15~20。
也确实是说LDO的地脚电流一样达到负载电流的7%。
NPN稳压器的最大益处确实是无条件的稳固,大多数器件不需额外的外部电容。
LDO在输出端最少需要一个外部电容以减少回路带宽(LoopBandwidth)及提供一些正相位转移(PositivePhaseShift)补偿。
准LDO一样也需要有输出电容,但容值要小于LDO的而且电容的ESR局限也要少些。
反馈及回路稳固性(FeedbackandLoopStability)
所有稳压器都利用反馈回路(FeedbackLoop)以维持输出电压的稳固。
反馈信号在通过回路后都会在增益和相位上有所改变,通过在单位增益(UnityGain,0dB)频率下的相位偏移总量来确信回路的稳固性。
波特图(BodePlots)
波特图(BodePlots)可用来确认回路的稳固性,回路的增益(LoopGain,单位:
dB)是频率(Frequency)的函数(图5:
典型的波特图)。
回路增益及其相关内容在下节介绍。
回路增益能够用网络分析仪(Network Analyzer)测量。
网络分析仪向反馈回路(Feedback Path)注入低电平的正弦波(Sine Wave),随着直流电压(DC)的不断升高,这些正弦波信号完成扫频,直到增益下降到0dB。
然后测量增益的响应(GainResponse)。
波特图是很方便的工具,它包括判定闭环系统(Closed-loopSystem)稳固性的所有必要信息。
包括下面几个关键参数:
环路增益(Loop Gain),相位裕度(PhaseMargin)和零点(Zeros)、极点(Poles)。
回路增益(LOOPGAIN)
闭环系统(Closed-loopSystem)有个特性称为回路增益(LoopGain)。
在稳压电路中,回路增益概念为反馈信号(FeedbackSignal)通过整个回路后的电压增益(VoltageGain)。
为了更好的说明那个概念,LDO的结构框图(图2)作如下修改(图6:
回路增益的测量方式)。
变压器(Transformer)用来将交流信号(ACSignal)注入(Inject)到“A”、“‘B”点间的反馈回路。
借助那个变压器,用小信号正弦波(Small-signalSineWave)来“调制”(modulate)反馈信号。
能够测量出A、B两点间的交流电压(ACVoltage),然后计算回路增益。
回路增益概念为两点电压的比(Ratio):
LoopGain=Va/Vb (5)
需要注意,从Vb点开始传输的信号,通过回路(Loop)时会显现相位偏移(PhaseShift),最终抵达Va点。
相位偏移(PhaseShift)的多少决定了回路的稳固程度(Stability)。
反馈(FEEDBACK)
如前所述,所有的稳压器都采纳反馈(Feedback)以使输出电压稳固。
输出电压是通过电阻分压器进行采样的(图6),而且该分压信号反馈到误差放大器的一个输入端,误差放大器的另一个输入端接参考电压,误差放大器将会调整输出到导通管(PassTransistor)的输出电流以维持直流电压(DCValtage)的稳固输出。
为了达到稳固的回路就必需利用负反馈(NegativeFeedback)。
负反馈,有时亦称为改变极性的反馈(degenerativefeedback),与源信号的极性相反(图7:
反馈信号的相位示用意)。
负反馈与源(Source)的极性相反,它总会阻止输出的任何转变。
也确实是说,若是输出电压想要变高(或变低),负反馈回路总会阻止,强制其回到正常值。
正反馈(PositiveFeedback)是指当反馈信号与源信号有相同的极性时就发生的反馈。
现在,回路响应会与发生转变的方向一致。
显而易见不能达到输出的稳固,不能排除输出电压的改变,反而将转变趋势扩大了。
固然,可不能有人在线性稳压器件中利用正反馈。
可是若是显现180°的相移,负反馈就成为正反馈了。
相位偏移(PHASESHIFT)
相位偏移确实是反馈信号通过整个回路后显现的相位改变(PhaseChange)的总和(相对起始点)。
相位偏移,单位费用(Degrees)表示,通常利用网络分析仪(networkanalyzer)测量。
理想的负反馈信号与源信号相位差180°(如图8:
相位偏移示用意),因此它的起始点在-180°。
在图7中能够看到这180°的偏置,也确实是波型差半周。
能够看到,从-180°开始,增加180°的相移,信号相位回到零度,就会使反馈信号与源信号的相位相同,从而使回路不稳固。
相位裕度(PHASEMARGIN)
相位裕度(PhaseMargin,单位:
度),概念为频率的回路增益等0dB(单位增益,UnityGain)时,反馈信号总的相位偏移与-180°的差。
一个稳固的回路一样需要20°的相位裕度。
相位偏移和相位裕度能够通过波特图中的零、极点计算取得。
极点(POLES)
极点(Pole)概念为增益曲线(Gaincurve)中斜度(Slope)为-20dB/十倍频程的点(图9:
波特图中的极点)。
每添加一个极点,斜度增加20dB/十倍频程。
增加n个极点,n×(-20dB/十倍频程)。
每一个极点表示的相位偏移都与频率相关,相移从0到-90°(增加极点就增加相移)。
最重要的一点是几乎所有由极点(或零点)引发的相移都是在十倍频程范围内。
注意:
一个极点只能增加-90°的相移,因此最少需要两个极点来抵达-180°(不稳固点)。
零点(ZEROS)
零点(Zero)概念为在增益曲线中斜度为+20dB/十倍频程的点(如图10:
波特图中的零点)。
零点产生的相移为0到+90°,在曲线上有+45°角的转变。
必需清楚零点确实是“反极点”(Anti-pole),它在增益和相位上的成效与极点恰恰相反。
这也确实是什么缘故要在LDO稳压器的回路中添加零点的缘故,零点能够抵消极点。
波特图分析
用包括三个极点和一个零点的波特图(图11:
波特图)来分析增益和相位裕度。
假设直流增益(DCgain)为80dB,第一个极点(pole)发生在100Hz处。
在此频率,增益曲线的斜度变成-20dB/十倍频程。
1kHz处的零点使斜度变成0dB/十倍频程,到10kHz处斜度又变成-20dB/十倍频程。
在100kHz处的第三个也是最后一个极点将斜度最终变成-40dB/十倍频程。
图11中可看到单位增益点(UnityGainCrossover,0dB)的交点频率(CrossoverFrequency)是1MHz。
0dB频率有时也称为回路带宽(LoopBandwidth)。
相位偏移图表示了零、极点的不同散布对反馈信号的阻碍。
为了产生那个图,就要依照散布的零点、极点计算相移的总和。
在任意频率(f)上的极点相移,能够通过下式计算取得:
极点相移=-arctan(f/fp) (6)
在任意频率(f)上的零点相移,能够通过下式计算取得:
零点相移=-arctan(f/fz) (7)
此回路稳固吗?
为了回答那个问题,咱们全然无需复杂的计算,只需要明白0dB时的相移(此例中是1MHz)。
前两个极点和第一个零点散布使相位从-180°变到+90°,最终致使网络相位转变到-90°。
最后一个极点在十倍频程中显现了0dB点。
代入零点相移公式,能够计算出该极点产生了-84°的相移(在1MHz时)。
加上原先的-90°相移,全数的相移是-174°(也确实是说相位裕度是6°)。
由此得出结论,该回路不能维持稳固,可能会引发振荡。
NPN稳压器补偿
NPN稳压器的导通管(见图1)的连接方式是共集电极的方式。
所有共集电极电路的一个重要特性确实是低输出阻抗,意味着电源范围内的极点出此刻回路增益曲线的高频部份。
由于NPN稳压器没有固有的低频极点,因此它利用了一种称为主极点补偿(dominantpolecompensation)的技术。
方式是,在稳压器的内部集成了一个电容,该电容在环路增益的低频端添加了一个极点(图12:
NPN稳压器的波特图)。
NPN稳压器的主极点(Dominant Pole),用P1点表示,一样设置在100Hz处。
100Hz处的极点将增益减小为-20dB/十倍频程直到3MHz处的第二个极点(P2)。
在P2处,增益曲线的斜率又增加了-20dB/十倍频程。
P2点的频率要紧取决于NPN功率管及相关驱动电路,因此有时也称此点为功率极点(Ppowerpole)。
另外,P2点在回路增益为-10dB处显现,也就表示了单位增益(0dB)频率处(1MHz)的相位偏移会很小。
为了确信稳固性,只需要计算0dB频率处的相位裕度。
第一个极点(P1)会产生-90°的相位偏移,可是第二个极点(P2)只增加了-18°的相位偏移(1MHz处)。
也确实是说0dB点处的相位偏移为-108°,相位裕度为72°,说明回路超级稳固。
需要两个极点才有可能使回路要达到-180°的相位偏移(不稳固点),而极点P2又处于高频,它在0dB处的相位偏移就很小了。
LDO稳压器的补偿
LDO稳压器中的PNP导通管的接法为共射方式(commonemitter)。
它相对共集电极方式有更高的输出阻抗。
由于负载阻抗和输出容抗的阻碍在低频程处会显现低频极点(low-frequencypole)。
此极点,又称负载极点(loadpole),用Pl表示。
负载极点的频率由下式计算取得:
F(Pl)=1/(2π×Rload×Cout) (8)
从此式可知,LDO不能通过简单的添加主极点的方式实现补偿。
什么缘故?
先假设一个5V/50mA的LDO稳压器有下面的条件,在最大负载电流时,负载极点(Pl)显现的频率为:
Pl=1/(2π×Rload×Cout)=1/(2π×100×10-5)=160Hz(9)
假设内部的补偿在1kHz处添加了一个极点。
由于PNP功率管和驱动电路的存在,在500kHz处会显现一个功率极点(Ppwr)。
假设直流增益为80dB。
在最大输出电流时的负载阻值为RL=100Ω,输出电容为Cout=10uF。
利用上述条件能够画出相应的波特图(如图13:
未补偿的LDO增益波特图)。
能够看出回路是不稳固的。
极点PL和P1每一个都会产生-90°的相移。
在0dB处(此例为40kHz),相移达到了-180°为了减少负相移(阻止振荡),在回路中必需要添加一个零点。
一个零点能够产生+90°的相移,它会抵消两个低频极点的部份阻碍。
因此,几乎所有的LDO都需要在回路中添加那个零点。
该零点一样是通过输出电容的等效串联电阻(ESR)取得的。
利用ESR补偿LDO
等效串联电阻(ESR)是电容的一个大体特性。
能够将电容表示为电阻与电容的串联等效电路(图14电容器的等效电路图)。
输出电容的ESR在回路增益中产生一个零点,能够用来减少负相移。
零点处的频率值(Fzero)与ESR和输出电容值紧密相关:
Fzero=1/(2π×Cout×ESR) (10)
再看上一节的例子(图13),假设输出电容值Cout=10uF,输出电容的ESR=1Ω。
那么零点发生在16kHz。
图15的波特图显示了添加此零点如何使不稳固的系统恢复稳固。
回路的带宽增加了,单位增益(0dB)的交点频率从30kHz移到了100kHz。
到100kHz处该零点总共增加了+81°相移(PositivePhaseShift)。
也确实是减少了极点PL和P1造成的负相移(NegativePhaseShift)。
极点Ppwr处在500kHz,在100kHz处它仅增加了-11°的相移。
累加所有的零、极点,0dB处的总相移为-110°。
也确实是有+70°的相位裕度,系统超级稳固。
这就说明了选择适合ESR值的输出电容能够产生零点来稳固LDO系统。
ESR和稳固性
通常所有的LDO都会要求其输出电容的ESR值在某一特定范围内,以保证输出的稳固性。
LDO制造商会提供一系列由输出电容ESR和负载电流(LoadCurrent)组成的概念稳固范围的曲线(图16:
典型LDO的ESR稳固范围曲线),作为选择电容时的参考。
要说明什么缘故有这些范围的存在,咱们利用前面提到的例子来讲明ESR的高低对相位裕度的阻碍。
高ESR
一样利用上一节提到的例子,咱们假设10uF输出电容的ESR增加到20Ω。
这将使零点的频率降低到800Hz(图17:
高ESR引发还路振荡的波特图)。
降低零点的频率会使回路的带宽增加,它的单位增益(0Db)的交点频率从100kHz提高到2MHz。
带宽的增加意味着极点Ppwr会出此刻带宽内(对照图15)。
分析图17波特图中曲线的相位裕度,发觉若是同时拿掉该零点和P1或PL中的一个极点,对曲线的形状阻碍很小。
也确实是说该回路受到-90°相移的低频极点和发生-76°相移的高频极点Ppwr一起阻碍。
尽管有14°的相位裕度,系统可能会稳固。
但很多体会测试数据显示,当ESR>10Ω时,由于其它的高频极点的散布(在此简单模型中未表示)极可能会引入不稳固性。
低ESR
选择具有很低的ESR的输出电容,由于一些不同的缘故也会产生振荡。
继续沿用上一节的例子,假定10uF输出电容的ESR只有50mΩ,那么零点的频率会变到320kHz(图18:
低ESR引发还路振荡的波特图)。
不用计算就明白系统是不稳固的。
两个极点P1和PL在0dB处共产生了-180°的相移。
若是要系统稳固,那么零点应该在0dB点之前补偿正相移。
但是,零点在320kHz处,已经在系统带宽之外了,因此无法起到补偿作用。
输出电容的选择
综上,输出电容是用来补偿LDO稳压器的,因此选择时必需谨慎。
大体上所有的LDO应用中引发的振荡都是由于输出电容的ESR太高或太低。
LDO的输出电容,通常钽电容是最好的选择(除一些专门设计利用陶瓷电容的LDO,例如:
LP2985)。
测试一个AVX的钽电容可知它在25℃时ESR为Ω,该值处在稳固范围的中心(图16)。
另一点超级重要,AVX电容的ESR在-40℃到+125℃温度范围内的转变小于2:
1。
铝电解电容在低温时的ESR会变大很多,因此不适合作LDO的输出电容。
必需注意大的陶瓷电容(≥1uF)通常会用很低的ESR(<20mΩ),这几乎会使所有的LDO稳压器产生振荡(除LP2985)。
若是利用陶瓷电容就要串联电阻以增加ESR。
大的陶瓷电容的温度特性很差(一般是Z5U型),也确实是说在工作范围内的温度的上升和下降会使容值成倍的转变,因此不推荐利用。
准LDO补偿
准LDO(图3)的稳固性和补偿,应考虑它兼有LDO和NPN稳压器的特性。
因为准LDO稳压器利用NPN导通管,它的共集电极组合也就使它的输出极(射极)看上去有相对低的阻抗。
但是,由于NPN的基极是由高阻抗PNP电流源驱动的,因此准LDO的输出阻抗可不能达到利用NPN达林顿管的NPN稳压器的输出阻抗那样低,固然它比真正的LDO的输出阻抗要低。
也确实是说准LDO的功率极点的频率比NPN稳压器的低,因此准LDO也需要一些补偿以达到稳固。
固然了那个功率极点的频率要比LDO的频率高很多,因此准LDO只需要很小的电容,而且对ESR的要求也不很苛刻。
例如,准LDOLM1085能够输出高达3A的负载电流,却只需10uF的输出钽电容来维持稳固性。
准LDO制造商未必提供ESR范围的曲线图,因此准LDO对电容的ESR要求很宽松。
低ESR的LDO
国半(NS)的两款LCO,LP2985和LP2989,要求输出电容贴装象陶瓷电容一样超低ESR。
这种电容的ESR能够低到5~10mΩ。
但是如此小的ESR会使典型的LDO稳压器引发振荡(图18)。
什么缘故LP2985在如此低ESR的电容下仍能够稳固工作?
国半在IC内部放置了钽输出电容来补偿零点。
如此做是为了将可稳固的ESR的上限范围下降。
LP2985的ESR稳固范围是3Ω到500MΩ,因此它能够利用陶瓷电容。
未在内部添加零点的典型LDO的可稳固的ESR的范围一样为100mΩ-5Ω,只适合利用钽电容并非适合利用陶瓷电容。
要弄清ESR取之范围上限下降的缘故,请参考图15。
上文提到,此LDO的零点已被集成在IC内部。
因另外部电容产生的零点必需处在足够高的频率,如此就不能使带宽很宽。
不然,高频极点会产生专门大的相移从而致使振荡。
利用处效益管(FET)作为导通管LDO的优势
LDO稳压器能够利用P-FET(P沟道场效应管)作为导通管(图19:
P沟道场效应管LDO内部结构框图)。
为了论述利用Pl-FETLDO的益处,在PNPLDO(图2)中要驱动PNP功率管就需要基极电流。
基极电流由地脚(groundpin)流出并反馈回反相输入电压端。
因此,这些基极驱动电流并未用来驱动负载。
它在LDO稳压器中花费的功耗由下式计算:
PWR(BaseDrive)=Vin×Ibase (11)
需要驱动PNP管的基极电流等于负载电流除以β值(PNP管的增益)。
在一些PNPLDO稳压器中β值一样为15~20(与负载电流相关)。
此基极驱动电流产生的功耗可不是咱们期望的(尤其是在电池供电的低功耗应用中)。
P沟道场效应管(P-FET)的栅极驱动电流极小,较好地解决那个问题。
P-FETLDO稳压器的另一个优势,是通过调整场效应管(FET)的导通阻抗(ON-resistance)能够使稳压器的跌落电压更低。
关于集成的稳压器而言,在单位面积上制造的场效应功率管(FETpowertransistors)的导通阻抗会比双极型开关管(BipolarONPDevices)的导通阻抗低。
这就能够够在更小封装(Packages)下输出更大的电流。
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- LDO 稳压器 工作 原理