D类音频功率放大器设计.docx
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D类音频功率放大器设计
滤波拓扑概况用于D类功率放大器的滤波器拓扑共有三种:
(1)FB-C,铁氧体磁珠和电容;
(2)LC,电感和电容;以及(3)“无滤波器”。
某个特定设计应该选择哪种滤波技术,取决于应用的扬声器电缆长度和PCB布局。
下面是这三种滤波器拓扑的优缺点:
FB-C滤波如果扬声器电缆长度适中,FB-C滤波足以满足EMI限制。
与LC滤波相比,FB-C滤波方案更为精简,成本效益更高。
但是,由于只能在频率大于10MHz的情况下生效,FB-C滤波的应用范围受到很大的限制。
而且,在频率低于10MHz的情况下,如果扬声器电缆走线不合理,也会导致传导辐射超标。
LC滤波相比之下,LC滤波可以在频率大约为30kHz的情况下即开始起到抑制作用。
当某设计中所用的电缆线较长,而PCB布局又不是很好时,LC滤波无疑是一个“保险的”选择。
但是,LC滤波需要昂贵而庞大的外部元件,这显然不适合便携式设备。
而且,当频率大于30MHz,主电感会自谐振,还会需要额外的元件来抑制电磁干扰。
“无滤波器”滤波“无滤波器”放大器拓扑是最具成本效益的方案,因为它省去了额外的滤波元件。
采用较短的双绞线扬声器电缆时,D类放大器完全可以满足电磁兼容性标准。
但是,和FB-C滤波一样,如果扬声器电缆走线不合理,可能出现传导辐射超标。
还需注意,Maxim的D类放大器也可以实现“无滤波”工作,只要在放大器的开关频率下扬声器是感性负载。
在输出电压进行转换时,转换频率下的大电感值可使过载电流保持相对恒定。
D类提高音频放大器的效率
德州仪器公司MikeScore
引言尽管D类放大器推出已经有一段时间了,但许多人仍不理解D类放大器工作的基本原理,也不明白其为什么会提供更高效率。
本文将解释脉宽调制(PWM)信号是如何创建的,以及说明您听到的是音频频率而非PWM波形的开关频率。
本文将详细说明输出PWM波形为什么比输出线性波形效率高很多,还将说明为什么某些D类放大器要求LC过滤器,而某些则不需要。
D类输出信号(PWM)如何包含音频信号TPA3001D1结构图(见图1)有助于解释PWM信号是如何形成的。
首先,模拟输入D类采用前置放大器获得输入音频信号,并确保差动信号。
随后,积分器级(integratorstage)可低通过滤音频信号以实现抗失真与稳定性。
音频信号而后与三角波相比较,以创建脉宽调制(PWM)信号。
门驱动电路系统采用PWM驱动输出FET,其将在输出端创建高电流PWM信号。
图1:
TPA3001D1结构图
图2显示了典型的PWM信号是如何从图1中的比较器功能块形成的。
可将音频输入与250-kHz的三角波相比较。
当音频输入电压大于250-kHz三角波电压时,非反相比较器输出状态为高,而当250-kHz三角波大于音频信号时,非反相比较器输出状态为低。
非反相比较器输出为高时,反相比较器输出为低;而当非反相比较器输出为低时,反相比较器输出为高。
平均PWM非反相输出电压VOUT+(avg)为忙闲度乘以电源电压,此外D表示忙闲度,或"开启"时间t(on)除以总周期T。
VOUT+(avg)=D*Vcc
(1)D=t(on)/T
(2)反相输出的忙闲度VOUT-与VOUT+为1。
如输入只有一半,则VOUT-与VOUT+1的忙闲度为。
VOUT-(avg)=(1-D)*Vcc(3)
图2:
比较器的输入与典型D类放大器的PWM输出
TPA3001D1与TPA3002D2均采用TPA2005D1中无过滤器的调制方案。
利用这种调制方案,正输出VOUT+与典型D类PWM相同,但负输出VOUT-并不完全与VOUT+相反。
在这种情况下,就有两个比较器,并且正积分器输出与三角波相比较可创建VOUT+的PWM,而积分器的负输出则与三角波相比较则可创建VOUT-的PWM。
图3显示了用于无过滤器调制方案的比较器输入与PWM输出,这里我们假定音频信号为dc电压,因为音频信号的频率比250kHz的三角波低很多。
图3还显示了差动输出电压。
图3:
TPA3001D1与TPA3002D2输入输出与PWM
图4显示了带有20kHz音频输入信号的TPA3001D1PWM输出。
请注意忙闲度是怎样随输入电压增加而增加的。
图4:
显示输入信号、输出前过滤器以及输出后过滤器的(正弦波与PWM)作用域图示
PWM波形中的音频信号在频域中要容易发现得多。
PWM信号由输入频率、开关频率以及开关频率加边频带的谐波构成。
图5显示了振幅对输入的频率、PWM输出以及经过滤的输出。
图5还显示了音频信号如何从PWM中通过低通过滤提取出来。
已过滤的输出具备1kHz正弦波频率组件,任何作为失真出现于音频带中的1kHz谐波,以及任何从开关频率中遗留的纹波电压。
扬声器不能复制开关频率及其谐波,即便扬声器可以复制,耳朵也听不到。
如果将经过滤与未过滤的PWM信号都直接发送给扬声器的话,听者不会发现图5中二者间的差别。
图5:
显示输入信号、输出前过滤器以及输出后过滤器的幅度与频率相位
D类放大器的效率如何如何计算效率线性放大器可为所需的输出电压提供定量的电流。
在桥接式负载(BTL)AB类放大器中,电源电流与输出电流相等。
D类放大器是一套采样系统,可在给定周期向负载提供定量功率。
D类放大器输出脉宽调制(PWM)信号,并使用去藕电容器与输出过滤电感器(filterinductor)或扬声器电感(对于无过滤器调制而言)作为能量存储元素,从而能从电源向负载提供定量的功率。
PWM信号在电源轨之间进行输出电压切换,从而在输出晶体管上实现极低的压降。
与此相对,AB类输出FET将大多数时间花在电源轨的活动区域,从而导致大量的功耗并进而使效率低下。
理想的D类放大器效率为100%,因为其目的是从电源向负载提供相同量的功率。
D类放大器理想的MOSFET应为,在"开启"rDS(on)状态的漏极到源极电阻应为零,在"关闭"-rDS(off)状态的漏极到源极电阻应为无限大。
不幸的是,所有的MOSFET其rDS(on)状态下都不为零,而rDS(off)状态下电阻都是有限的。
rDS(on)与rDS(off)产生的功率损耗称作传导损耗。
由rDS(on)、rDS(off)与输出负载或扬声器RL形成分压器。
rDS(off)的值足够大,因此在计算效率时可忽略。
方程式5给出了计算效率的方程式,即输出功率与供应功率之比。
过滤电感器或扬声器电感(对于无过滤器调制而言)能保持高频率切换电流较低,这样此处获得的电流就是音频带中的电流。
在下面部分讨论静电损耗时,我们将考虑到切换电流损耗。
通过rDS(on)的电流等于通过负载的电流,这导致输出功率与方程式5不相符,也就使传导损耗影响的效率与输出功率无关。
方程式7显示了传导损耗影响的效率。
Efficiency=POUT/PSUP(5)Efficiency(CONDUCTION)=iL^2*RL/iL^2*(2rDS(on)+RL)(6)Efficiency(CONDUCTION)=RL/(2rDS(on)+RL)(7)方程式7可用作计算rDS(on)对效率影响的第一位近似值。
对rDS(on)为ohm而负载电阻RL为4ohm而言,效率为95%。
如果rDS(on)上升为ohm,则效率降至87%。
放大器的偏置电流、闸电荷(gatecharge)以及切换电流都会消耗功率。
为了计算两种或更多损耗影响下的效率,方程式5中的PSUP应就输出功率与消耗功率进行分解。
Efficiency=POUT/PSUP=POUT/(POUT+PD1+PD2+PD3...)(9)放大器的偏流、闸电荷以及切换电流损耗可视作独立于输出功率,因为传导损耗在输出功率最大时占主导地位,可算入静电损耗PQ。
静电损耗计算方法如下:
器件工作状态下无输入信号时(带有生产中将使用的过滤器与负载)的电源电流乘以电源电压。
PQ=IDD(q)*VCC(10)为了使用效率方程式(9),传导损耗中的功耗必须从方程式7中得出。
解方程式7与9得出传导损耗中消耗的功率PD(CONDUCTION)。
方程式12显示了结果。
Efficiency(CONDUCTION)=RL/(2rDS(on)+RL)=POUT/(POUT+PD(CONDUCTION))(11)PD(CONDUCTION)=POUT*2rDS(on)/RL(12)将方程式10与12中的消耗损耗插入方程式9,计算D类效率如下:
Efficiency=POUT/POUT+(POUT*2rDS(on)/RL)+PQ(13)静电损耗在低输出功率电平上占主导地位,而传导损耗在高功率电平上占主导地位。
D类放大器比AB类放大器的效率高得多。
更高功率意味着消耗的功率更低,这使我们采用12V的D类放大器时不必使用散热片,而与之相当的AB类放大器则离不开散热片。
在输出功率为10W的情况下,TPA3002D2为4ohm时消耗功率仅为W,而与其相当的AB类放大器的功耗则高达14W!
为什么某些D类放大器要求过滤器,而其它的则不然无过滤器调制方案的开发大大减少乃至去除了输出过滤器的需求。
无过滤器调制方案可最小化开关电流,这使我们可采用损耗很大的电感器甚至扬声器来代替LC过滤器作为存储元素,并仍然可确保放大器的高效率。
传统的D类调制方案就其差动输出而言,每个输出都有180度的相位差,并从接地到电源电压VCC发生改变。
因此,差动预过滤(pre-filtered)输出在正负VCC之间变化,而已过滤的50%忙闲度在负载中电压为零。
请注意,尽管整个负载平均电压为零(50%的忙闲度),输出电流峰值仍很高,这会导致过滤器损耗,并增加了电源电流。
传统的调制方案需要LC过滤器,这样较高的切换电流可在LC过滤器中再循环,而不会被扬声器消耗掉。
在无过滤器调制方案中,各输出均从接地转换至电源电压。
但是,VOUT+与VOUT-现在是彼此同相的,没有输入。
正电压情况下,VOUT+的忙闲度大于50%,而VOUT-的则小于50%。
负电压情况下,VOUT+的忙闲度小于50%,而VOUT-的大于50%。
整个负载的电压在大多数切换周期中为零,从而大大减小了过滤器和/或扬声器中的I2R损耗。
较低的切换损耗使扬声器可作为存储元件,同时仍能保证放大器的高效性。
尽管开关频率组件没有过滤出,但扬声器在开关频率上具备高阻抗,因此扬声器损耗的功率极小。
扬声器还不能复制开关频率,即便扬声器可以,人耳也听不到高于约20kHz的频率。
如果从放大器到扬声器的线迹较短,类似TPA2005D1的5V无过滤器D类音频放大器在无输出过滤器时也能使用。
TPA2005D1在扬声器线长为10厘米或更短无屏蔽时即通过了FCC与CE辐射测试。
无线手持终端与PDA对于无过滤器的D类而言均是极好的应用。
类似TPA3001D1和TPA3002D2的更高电压无过滤器D类放大器要求在所有应用中均采用铁氧体磁珠过滤器(ferritebeadfilter)。
如果设计不采用LC过滤器应不能通过幅射标准且频率敏感电路大于1MHz的话,那么常可采用铁氧体磁珠过滤器。
对必须通过FCC和CE标准的电路而言,这是一个很好的选择,因为上述两项标准仅测试大于30MHz的幅射,而铁氧体磁珠过滤器在削弱大于30MHz的频率方面比LC过滤器的表现要好。
如果选择铁氧体磁珠过滤器,那么应选择高频率下阻抗高的、且低频率下阻抗低的。
如果存在低频率(<1MHz)EMI敏感电路和/或从放大器至扬声器的引线较长,则须采用LC输出过滤器。
结论通过将输入音频波形与三角波相对比,D类音频放大器创建了脉宽调制PWM信号。
D类放大器通过感应元件输出PWM,传统D类采用过滤电感器,而无过滤器D类则采用扬声器音圈。
D类放大器比AB类放大器效率更高,因为D类放大器从电源获得所要求的输出功率,而非从电源获得所要求的电流,也不会在输出晶体管消耗剩余的功率。
立体声AB类放大器在从12V电源、4ohm负载输出10W功率时消耗功率达14W,而TPA3002D2在相同条件下消耗功率仅为W。
TPA3001D1与TPA3002D2采用的调制方案使其可采用铁氧体磁珠过滤器,而不必采用完全的LC过滤器。
参考书目1、TPA2000D22-W无过滤器立体声D类音频功率放大器数据表,德州仪器公司,2000年3月,出版号:
SLOS291D;2、TPA2005D1单声道无过滤器D类音频功率放大器数据表,德州仪器公司,2002年7月,出版号:
SLOS369B;3、TPA3001D120-W单声道D类音频功率放大器数据表,德州仪器公司,2002年12月,出版号:
SLOS398;4、TPA3002D29-W具备DC音量控制的立体声D类音频功率放大器数据表,德州仪器公司,2002年12月,出版号:
SLOS402。
(
输出级数模转换机制
所有D类系统的共同特点及其超群的功率效率的奥秘就在于输出级(通常是MOSFET)的电源器件总是要么全通要么全关。
这与线性放大器形成对比,线性放大器输出晶体管的导通状态随时间变化。
晶体管消耗的功率是其压降与流过电流之积(P=IV),通常占到线性放大器消耗的总功率的50%或更多。
在D类系统中不是这样。
由于所有输出晶体管要么压降为零(处于“通”状态)要么流过的电流为零(处于“关”状态),理论上根本不会损失能量。
回到现实世界中,安装在数以百万计的微处理器之上的冷却风扇表明即使是纯数字系统也会以发热的形式浪费能量,D类放大器达到的功率效率在85至90%之间。
不过,如何使一个天生只能产生方波的开关器件再现音乐中多种多样的波形呢某些类型的高频“数字”信号可以通过低通滤波产生平滑的“模拟”输出。
最广泛使用的就是脉宽调制(PWM:
pulsewidthmodulation)技术,其中矩形波的占空比与音频信号的振幅成正比。
通过与一个高频锯齿波比较,可以很容易地将模拟输入转换为PWM(参见图1)。
图1具有模拟输入的D类系统
但是,从CD和DVD光盘到数字广播和MP3,大多数当今的媒体格式都是数字的,在进行D类放大之前将其转换为模拟信号不可避免地会增加噪声并提高系统复杂性。
在数字域将信号变换为PWM避免了这个问题,并且还消除了比较器和锯齿波发生器,这是两个天生会产生噪声和干扰的模拟元件(参见图2)。
图2具有数字输入的D类系统
利用现有芯片功能
利用这种工作原理,WolfsonMicroelectronics最近推出了一款PWM控制器。
WM8608构成了具有多达个输出声道的数字输入D类解决方案的基础。
该方案采用了I2S或类似标准格式的数字输入,将每个声道转换为一个高频PWM信号,驱动由四个功率MOSFET组成的输出级。
然后由低通重建滤波器平均PWM信号,显现由原始数字信号代表的模拟电平。
然后再将该经过滤波的信号传送到扬声器(参见图3)。
图3以WM8608为特色的系统方框图
为了产生PWM输出,WM8608首先生成一个内部时钟,其256个周期构成一个PWM周期。
根据数字输入,PWM输出在12至244时钟周期之间保持为高,在其它地方则保持为低(最初12个周期总为高,最末12个周期总为低)。
因此在一个PWM周期之内可以产生232(244-12)个不同的输出电平。
实际上,这就是一个232级数模转换器(DAC),分辨率为bits(log2232)。
不过,这还不是一个完整的故事:
由于典型的PWM频率为384或,存在8种可以代表各个音频采样的PWM周期。
WM8608发挥了这种过度采样(oversampling)的优势,利用了线性化和噪声整形技术,这些技术最初是为将西格玛-德尔塔DAC的有效分辨率提高到高于16bits而开发的。
高于100dB(A-权重)的信噪比已经得到验证。
保持内部时钟“清洁”至关重要,因为任何抖动都会引起PWM信号边缘定时的随机变化,这会以噪声的形式出现在模拟输出中。
因此内部时钟由一个芯片内低噪声锁相环(PLL)通过系统主时钟产生。
只要主时钟适当地清洁,这样就会消除掉大多数抖动。
理想情况下,主时钟也应该由WM8608产生。
因为这样可以把振荡器和PLL之间的连接保留在芯片内,就防止了来自开关输出级或其它来源的干扰破坏时钟。
此外,不需要外部PLL滤波元件,降低了对PCB布局的敏感性。
为了使噪声不影响给PLL供电的模拟电源,在接近电源引脚处插入了一个去耦滤波器。
输出级设计
与模拟放大器非常类似,D类输出级可以每声道与两个晶体管单端连接,或者构成四晶体管桥接类型。
后者通常是首选,因为它提供了无需隔直流电容器的单电源操作(参见图4)。
图4“H”桥接输出级
而单端连接的输出级要么要求很大的电容器来消除输出的直流偏置,要么需要更多昂贵的分立电源。
桥接配置的另一个优点是将输出振幅(Vpk-pk)从Vs(电源电压)加倍到2VS,使得给定电源电压能够提供的理论最大功率Pmax提高到四倍:
实际上,PWM控制器的占空比范围仅限于5%到95%(12/256及244/256),将输出振幅限制在2VS到,而由于阻性损耗功率输出进一步降低。
可以计算如下:
其中RParasitic包括一个NMOS和一个PMOS器件的“通”电阻以及电源的内电阻、滤波电感器的串联电阻和PCB迹线电阻。
一个使输出功率最大化的简单办法是使用低阻抗扬声器。
例如,对于同样的供电电压,一个4Ω的负载所汲取的功率是一个8Ω扬声器的两倍。
但是,这会略微降低功率效率,因为与负载自身相比寄生电阻变的更重要。
动态峰值抑制是一种使音频信号无需更强输出级就可以发声更响的技术。
本质上,它在数字域放大信号,动态调节增益来预防削波。
WM8608利用了一个具有频率相关延迟的特别峰值抑制器来避免低频失真。
选择合适的晶体管
为输出级选择适当的元件非常关键,因为其特性对系统性能具有很大的影响。
首先,功率MOSFET必须能够承受其所期望处理的电压和电流。
由于快速开关的PWM信号会在输出滤波电感器上引起反向电动势(EMF),最大的额定漏-源电压应该至少比供电电压高25到50%。
其次,功率MOSFET的“通”电阻导致发热并降低功率效率,因此应该尽可能低。
常用的具有4或8Ω阻抗的扬声器要求RON远低于Ω,以保证阻性损耗适度地低。
开关延迟是选择输出器件的另一个重要参数。
WM8608产生脉宽范围为122ns到μs的PWM信号。
为了保持信号完整性,输出级(功率MOSFET加上电平转换器)的开关延迟与最小PWM脉宽相比应该很小。
一个较不明显的潜在问题是晶体管之间开关特性的匹配。
例如,如果一个NMOS器件的开启比其对应PMOS的关闭快的多,两种器件的“通”时期就可能在信号边缘出现短时间的重叠。
在两种器件都导通的情况下,供电电源本质上是短路的,导致功率效率降低,热耗散增加,并且可能降低供电电压,这将使音频信号失真。
最后,设计人员还应该关注MOSFET门电容。
大电容会引起RC延迟,放慢晶体管开关速度。
此外,这也增加了功率耗散,并使驱动MOSFET的电平转换器发热。
由于同样的原因,电平转换器的输入电容也应该很小。
某些制造商提供集成输出级,可以直接连接到WM8608输出。
这些集成电路(IC)通常包含四个匹配功率MOSFET,并且还控制PWM信号从(在WM8608输出)到更高电压的电平转换,以便能够正确地开关功率器件。
此外,他们还提供内置的短路和过载保护。
电源因素
线性与开关电源的对比
在很多方法中,开关电源相对于传统线性电源越来越多的被使用反映了D类放大器的发展。
两者普及性的不断增长都得益于其高功率效率、小尺寸和更低的冷却要求。
因此,使用开关电源帮助设计人员得到了D类技术的全部好处。
不过,在成本是最重要考虑因素的情况下,D类放大器也可以由常规线性电源供电。
开关电源的一个潜在问题是由于快速倒换大电流而引起的电磁干扰(EMI)。
当电源和放大器中的不同开关频率发生交调时,这个问题就会恶化,产生在输出中可能听得到的音调。
作为PWM控制器中的独特产品,WM8608提供了同步外部电源和芯片上PWM调制器的能力,消除了交调。
整流
无论使用何种类型的电源,D类放大器都比线性器件对电源供电质量敏感得多。
因此,尽管D类技术几乎肯定能够降低电源要求达50%或更多,实际的电源设计往往还是宁愿更复杂一些。
理由很简单:
如果在电源和输出之间只有开关(功率MOSFET全通或全关),供电线上的任何电源或音带波动都将调制输出信号。
换句话说,所有数字D类放大器都具有一个0dB的电源供电抑制比;它们本质上将电源用做电压参考。
因此,好的负载整流,不仅仅是针对直流而是对于整个音带来说是不可或缺的;不良整流的电源会导致谐波失真。
许多制造商提供浮动整流器,可以附加到现有的电源上,以便在必要时改善负载整流。
在每个放大器输出使用一个独立的整流器具有降低音频声道之间串扰得额外好处。
瞬态行为
供电电源的另一个关键指标是其处理瞬态的能力。
为了使输出级精确地重现PWM信号,电源必须能够非常快地提高或降低其电流,并且不产生阻尼或降低输出电压。
由于输出级的带宽限制在音频范围,线性放大器在这方面的要求更少。
因此,一个在线性系统中表现良好的电源可能不适合D类技术。
存储电容器是确定电源瞬态行为的最关键元件。
首先,其必须保持足够的电荷来防止电流冲击引起供电电压下降,直到整流器发生作用(快速整流器有助于使电容器适当地小)。
其次,由于任何寄生电阻或电感都阻止存储电荷的快速传递,必须使用低ESR(有效串联电阻)电容器。
添加一个与大的常规电解电容器并联的小的低ESR电容器是不够的:
因为所有的输出功率都以短的突发形式提供,所以所有电容都必须是低ESR的。
PCB铜迹线上的寄生电阻和电感同样有害,应该通过将存储电容器尽可能靠近输出级放置来尽量降低存储电容。
通过安排不同输出级中的MOSFET在不同时间开关,可以缓解对电源瞬态行为的要求。
对于这个目标,WM8608的内置“PWM输出阶段”功能在各个输出声道的PWM信号之间引入了160ns的延迟。
尽管160ns远不足以在输出中产生听觉差异,这将开关瞬态扩展到了整个PWM周期。
在具有六声道的多声道系统中,这种技术大大降低了最大顺势负载,并减少了串扰。
EMI和布局的考虑
EMI(电磁干扰)是D类放大器设计中永恒的关注点,因为它不得不承载高功率PWM信号的导线发射PWM频率的电磁辐射及其进入射频波带的谐波。
长的非屏蔽扬声器电缆本质上就象天线一样。
因此,重建滤波器在满足相关规章方面起到重要作用。
设计人员经常面临两难境地,即低截止频率的滤波器可以抑制EMI,但是也损耗音频频谱的高端,而高截止频率会保持平坦的频率响应,却要付出增加EMI的代价。
高阶滤波器可以满足两种要求,但是更贵,而且会降低功率效率。
WM8608提供了内置的数字扬声器均衡器,可以安排为三重放大。
这使得使用低截止的低阶重建滤波器,同时仍然保持频率响应在音频范围内平坦成为可能。
在放大器内部,可以通过保持输出级和滤波器之间的供电线和连接可行地短而降低EMI。
可能的话,这些元件应该与供电电源在同一块PCB上。
由于降低了阻性损耗,短而宽的铜迹线也使得放大器的效率更高。
在多声道系统中,很难将大量的功率MOSFET靠近电源放置,为了防止串扰,一种在每端具有一个低ESR存储电容器的“星形”连接是非常理想的。
系统中可以方便地放置在离其它电路某
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