并联型有源电力滤波器.docx
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并联型有源电力滤波器
1971年H.Sasaki和T.Machida发表的论文中,首次完整的描述了有源电力滤波器的基本原理。
即利用可控的功率半导体器件向电网注入与原有谐波电流幅值相等、相位相反的电流,以抵消电源的谐波电流,达到实时补偿谐波电流的目的。
但由于当时是采用线性放大的方法产生补偿电流,其损耗大、成本高,因而仅处在实验室中研究的阶段,未能在工业生产中应用起来。
1976年,L.Gyugyi等人提出了采用大功率晶体管PWM控制变换器构成的有源电力滤波器,正式确立了有源电力滤波器的概念、主电路基本拓扑结构和控制方法。
从原理上看,PWM变流器是一种理想的补偿电流发生电路,但是由于当时电力电子技术的发展水平还不够高,全控型器件功率小、频率低,有源电力滤波器任局限于实验室研究中。
进入80年代以来,随着电力电子技术以及PWM控制技术的不断成熟,有源电力滤波器的研究逐渐活跃起来,成为电力电子技术领域研究的热点之一。
1983年,日本学者赤木泰文等人提出了“三相电路瞬时无功功率理论”以该理论为基础的谐波和无功电流检测方法在有源电力滤波器中得到了成功的应用,极大的促进了有源电力滤波器的发展,因此该理论也被公认为有源电力滤波器的主要理论基础之一。
同时大功率全控型器件如大功率晶体管(GTR)、大功率门极可关断晶闸管(GTO)、静电感应晶体管(SIT)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等的出现,PWM控制技术的不断进步以及大规模集成电路的飞速发展,使得有源电力滤波器从实验室走向了生产生活中的实际应用。
在我国,有源电力滤波器的研究起步较晚,但得到了学术界、政府和企业界的充分重视,开始加速发展。
但目前有源电力滤波器在国内的实际应用并不多,这与我国日益严重的谐波污染很不适应,阻碍该技术广泛应用的因素主要是:
(1)与无源滤波器相比,有源电力滤波器设备的初期费用偏大。
但随着电力电子技术的不断成熟,设备的费用将会大幅下降。
(2)有源电力滤波器的自身损耗。
有源电力滤波器的开关器件由于工作在高频状态,所以会产生较高的开关损耗,这既妨碍设备容量的进一步提高,又增加了运行成本,影响有源电力滤波器的应用。
(3)有源电力滤波器工作在高频状态,其产生的电磁干扰和电磁元件的发热也是妨碍其使用的一个因素。
2.3.2有源电力滤波器的发展趋势
有源电力滤波器从目前的应用状况来看,其发展趋势如下:
(1)降低装置的价格,提高性价比。
从经济角度考虑,当前大功率滤波装置可采用与无源滤波器并联使用的混合型滤波系统,以减少APF容量,达到降低成本、提高效率的目的。
从长远来看,大容量变流器应用于变频、调速系统使其价格必然下降,同时随着半导体器件制造水平的的提高,尤其是IGBT的广泛应用,串、并联APF由于其功能强大、性价比高,必将得到大规模的使用。
(2)补偿装置的数字化、智能化合多功能化,提高系统的集成度和可靠性,增加滤波器功能,使其除了补偿谐波电流外,还可以抑制电压闪变和电压不平衡,具备综合补偿功能。
(3)通过采用PWM调制和可提高开关器件开关等效频率的多重化技术,实现对高次谐波的有效补偿。
(4)提出新的谐波电流检测理论、新的主电路拓扑结构、新的控制策略,来提高滤波系统的性能,降低有源滤波器的成本。
本章小结
本章介绍了滤波器的基本原理、作用及分类,滤波器是对特定频率的频点或该频点以外的频率进行有效滤除的电路,其主要作用是:
让有用信号尽可能无衰减的通过,对无用信号尽可能大的衰减。
同时,本章还对有源电力滤波器的发展历史和发展趋势进行了大致的了解。
第3章有源电力滤波器的原理及其结构
3.1有源电力滤波器的原理
有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波、补偿无功的新型电力电子装置,它能对大小和频率都变化的谐波以及变化的无功进行补偿,可以克服LC滤波器等传统谐波抑制和无功补偿方法的缺点[3]。
图3-1为有源电力滤波器系统的原理框图。
图3-1有源电力滤波器系统原理框图
图中,非线性负载为谐波源,它能产生谐波并消耗无功。
由图中可以看出,有源电力滤波器由三大部分组成,分别是电流检测电路、控制电路和补偿电流发生电路。
电流检测电路的功能是检测补偿对象中的谐波和无功等电流分量;控制电路的作用是将检测出来的电流分量进行转换来控制补偿电流发生电路产生补偿电流;补偿电流发生电路主要是根据控制电路的信号产生实际的补偿电流。
目前有源电力滤波器主电路均采用PWM变流器。
有源电力滤波器的基本工作原理为:
通过检测补偿对象中的谐波和无功电流成分,得到控制补偿电流的指令信号,该指令信号经由补偿电流发生电路产生补偿电流,从而将补偿对象中的谐波和无功电流抵消掉,最终得到期望的系统电流。
例如:
当需要补偿负载所产生的谐波电流时,有源电力滤波器检测出补偿对象负载电流的谐波分量
,将其反极性后作为补偿电流信号,由补偿电流发生电路产生的补偿电流
与负载电流中的谐波成分
大小相等、方向相反,因而两者相互抵消,使得电源电流
中只含基波,不含谐波。
这样就达到了抑制电源电流中谐波的目的。
上述原理可用以下一组公式描述:
(3-1)
(3-2)
(3-3)
(3-4)
如果要求有源电力滤波器在补偿谐波的同时,补偿无功功率,则只需要在补偿电流的指令信号中增加负载电流的基波无功分量反极性电流成分即可。
这样,补偿电流与负载电流中的谐波和无功相抵消,电源电流等于负载电流的基波有功分量。
因此可以总结出有源电力滤波器的一些特点:
(1)实现了动态补偿,可对频率和大小都变化的谐波和变化的无功进行补偿,对补偿对象的变化具有快速响应功能。
(2)可同时对谐波和无功进行补偿,且补偿的无功大小可以进行连续调节。
(3)补偿无功时不需要储能元件,补偿谐波时所需储能元件容量较小。
(4)即使补偿对象电流过大,有源电力滤波器也不会发生过载,并能正常发挥补偿作用。
(5)受电网阻抗的影响较小,不容易和电网阻抗发生谐振。
(6)能跟踪电网频率的变化,补偿性能不受电网频率变化的影响。
(7)即可对一个谐波和无功源单独补偿,也可对多个谐波和无功源集中补偿。
3.2有源电力滤波器的分类
(1)根据直流侧储能元件分类
根据有源电力滤波器主电路直流侧储能元件的不同,可分为电压型APF和电流型APF[4]。
电压型APF采用一个大电容作为储能元件接在变流器的直流侧,功能等效于一个电压源,其结构如图3-2(a)所示;电流型APF在变流器的直流侧接一个电感作为储能元件,其功能等效于一个可控的电流源,以补偿非线性负载产生的谐波电流,其结构如图3-2(b)所示。
(a)(b)
图3-2(a)电压型APF(b)电流型APF
电压型APF的优点是开关损耗少、滤波效率高,是绝大多数APF采用的主电路结构。
电流型APF直接输出谐波电流不仅可以补偿正常的谐波,而且可以补偿分数次谐波和超高次谐波,并且不会由于主电路开关器件的直通而发生短路故障,因而在可靠性和保护上占有优势。
(2)根据接入电网方式分类
(a)(b)
(c)(d)
(e)
图3-3APF接入电网方式
(a)并联型APF(b)串联型APF(c)与LC滤波器并联使用的并联型APF
(d)与LC滤波器串联使用的并联型APF(e)与LC滤波器混合使用的串联型APF
根据接入电网的方式分类,有源电力滤波器可分为并联型APF、串联型APF、串-并联型APF及混合型APF。
图3-3(a)所示为并联型APF,由于有源电力滤波器的主电路和负载并联接入电网,故称为并联型,它通过注入补偿电流来补偿电流型负载的谐波、无功和负序电流。
图3-3(b)所示为串联型APF,主要用于消除电压型谐波源对系统的影响,由于串联型APF中流过的是正常负载电流,因此损耗较大,故此一般较少使用。
由于交流电源的基波电压直接或经变压器施加到变流器上,且补偿电流基本由变流器提供,故要求变流器具有较大的容量,为了克服这一缺点,提出了与无源滤波器混合使用的APF。
由于无源滤波器与有源电力滤波器相比,其优点在于结构简单、成本低、易实现,而有源电力滤波器的优点是补偿性能好,两者混合使用,既可克服有源电力滤波器容量大、成本高的缺点,又可使系统获得良好的性能。
并联型有源电力滤波器与无源滤波器混合使用有两种方式,图3-3(c)所示为与LC滤波器并联使用的并联型APF,图3-3(d)所示为与LC滤波器串联使用的并联型APF。
图3-3(e)所示为与LC滤波器混合使用的串联型APF,基波基本上是由LC滤波器补偿,有源电力滤波器的作用是改善LC滤波器的滤波特性。
(3)根据接入系统不同分类
根据有源电力滤波器所接入系统的不同,可分为单相有源电力滤波器、三相三线有源电力滤波器和三相四线有源电力滤波器。
(4)根据主电路的形式分类
根据主电路的形式,有源电力滤波器可分为单个主电路有源电力滤波器和多重化主电路有源电力滤波器。
后者可以增大有源电流滤波器的容量,提高等效开关频率,减小单个器件开关损耗,改善补偿电流的跟随特性。
本章小结
本章主要介绍了有源电力滤波器的原理结构,即:
有源电力滤波器是通过检测补偿对象中的谐波和无功电流成分,得到控制补偿电流的指令信号,该指令信号经由补偿电流发生电路产生补偿电流,从而将补偿对象中的谐波和无功电流抵消掉,最终得到期望的系统电流。
同时介绍有源电力滤波器的作用以及在不同形式下的分类。
第4章有源电力滤波器的谐波检测及控制策略
4.1有源滤波器的谐波检测算法
最早的检测方法是通过模拟电流来实现的,随着电子技术和计算机的发展,谐波和基波分量的检测已被数字检测方法所替代,采用数字技术能够很好的克服模拟电路检测技术固有的缺点,因此得到越来越广泛的应用。
目前,常用的谐波和基波无功分量的检测方法有[6]:
1)传统的傅里叶和FFT算法。
采用快速傅里叶变换,从变换后的电流信号中除去基波分量,再对余下分量进行反变换,即可得到谐波电流的时域信号。
这次方法主要的缺点是需要严格的同步采样,否则会产生频谱泄露,引起较大的误差,在这种方法中,整个分析周期里各次谐波的幅值和初始相位角都被认为是不变的,因此如果电网谐波在该周期里有较大的波动,则会引起越较大的检测误差。
另外这种分析方法的延时很长,为了计算傅里叶级数,需要至少一个电网周期的历史数据,因此只适合变化缓慢的负载。
2)改进的傅里叶级数法。
其理论依据是通过傅里叶变换计算电流基波的分量,从负载电流中减去基波分量。
具体做法是:
通过修改主傅里叶级数方程,得到一个具有滑动窗口的回归方程,采用两个不同的循环序列来存储每个采样子周期计算的正、余弦系数,新值覆盖老值,正、余弦部分的总和也被连续更新。
这种计算方法计算时间短,可用于单相系统也可用于三相系统,用于单相系统时更快。
3)乘正弦信号法。
在这种方法中,电流信号乘以一个频率等于基波频率的正弦信号,并对乘积进行积分,然后采用低通滤波器滤除积分结果中所有的高次谐波。
这种方法延时大(通常大于一个完整的电网周期),和傅里叶分析法相似,只适用于变化缓慢的负载。
4)瞬时无功功率法。
这种方法适合于三相系统,不过采取一些措施(如果在单相信号的基础上,根据三相对称的特点,构造出三相信号)也可用于单相系统。
该方法通过计算负载时功率,它包括直流分量和脉动分量,结合一定长度的历史数据分离出脉动部分,按在三相内平均分配总电流的原则,计算所需要的参考信号。
经过不断改进,现在包括d—q法、p—q法以及
法,其中p—q法适用于电网电压对称且无畸变情况下谐波电流的检测;
法不仅在电网电压畸变时适用,在电网点发不对称时也同样适用;而基于同步旋转坐标变换的d—q法可在电网电压不对称、畸变情况下精确地检测出谐波电流,其优点是当电网电压对称且无畸变时,各电流分量(基波无序无功分量、不对称分量和高次谐波分量)的检测电路比较简单。
5)同步测定法。
该方法计算系统平均功率,并按照一定的规则在三相内平均分配。
它又可分为等功率、等电流法和等电阻法,即把补偿分量分配到三相去,分别使补偿后的每相功率、电流或电阻相等。
补偿后的电流均为与相电压同相位的正弦波,基本消除了无功和谐波成分,并且采用同步测定法的三种途径,还可以校正功率因数,减少线路损耗,平衡线路电流。
但考虑到三相电压的不平衡势必造成补偿后的电流不平衡,将含有无功和负序分量,并且由于该方法需要进行较多的计算,时间延时较大,这些都大大限制了它的应用范围。
6)其它算法。
主要是指随着自动化技术和人工智能技术发展起来的各种优化计算法和预测算法。
他们也用于谐波和基波无功分量的计算,如小波变换法、神经网咯法、自适应预测技术等。
这些智能算法的引入使得计算精度较高,响应较好,但是实现较难。
4.2有源电力滤波器的控制策略
4.2.1有源电力滤波器补偿电流的控制
通过谐波检测,可以得到需要补偿的谐波电流和无功电流,为了能够对负荷谐波电流和无功电流的补偿,需要有源滤波装置的输出电流能够自动跟随计算所得的参考电流。
目前有源电力滤波器补偿电流的控制方法主要有以下几种:
三角载波比较法、滞环比较控制法、无差拍控制法、非线性控制法等[5]。
其中三角载波比较法和滞环比较控制法是应用最多的两种方法。
(1)三角载波比较法。
三角载波比较法是最简单、常用的一种PWM控制方式,如图4-5所示为其比较原理图。
图4-5三角载波比较法原理图
该方法通过将调制后的实际补偿电流
与电流指令信号
的偏差
经放大器A放大后,与高频三角调制波进行实时比较,从而得到不同时刻逆变器的开关状态,使逆变器输出端获取需要的波形。
采用三角载波比较法的优点是电力电子器件的开关频率是固定的,有利于简化器件的选择和器件保护的设计,而且动态响应好,实现电路简单,对高开关频率的系统具有较好的控制特性。
但由于逆变器始终处于高频工作状态,输出波形中含有与三角载波同频率的高频畸变分量,开关损耗较大,在大功率应用中受到限制。
(1)滞环比较控制法。
滞环比较控制法的原理图如图4-6所示。
图4-6滞环比较控制法原理图
滞环控制是一种简单的bang-bang控制,它预先给定一个允许误差,在补偿对象与滤波器输出之差超过这个允许误差时,主电路功率开关器件动作。
电流滞环比较控制的基本思想是实际电流与指令电流的上、下限相比较,交点作为开关点,在指令电流的上、下限形成一个环带。
在该方式中,补偿电流指令信号
与实际电流信号
的偏差
作为滞环比较器的输入,设滞环比较器的高低阀值分别为
和
,当
时,比较器输出高电位;当
时,比较器输出低电位;当
时,保持原值。
通过驱动信号来控制主电路开关器件的通断,从而控制补偿电流的变化,使补偿电流保持在滞环带内,围绕其参考值做上下波动。
由于通常滞环带的宽度是固定的,而开关器件的开关频率是变化的,当
变化的范围较大,
值小时,固定的环宽可能使补偿电流的相对跟随误差过大;
值大时,固定的环宽可能使器件的开关频率过高,甚至超过器件的工频导致器件损坏。
为了避免上述缺点,可采用定时控制的滞环比较控制法,其原理如图4-7所示。
图4-7定时控制的滞环比较控制原理图
采用定时控制的滞环比较控制,是加入了一个时钟定时控制比较器,每个时钟周期对误差进行一次判断,这样控制开关器件的时钟信号需要至少一个时钟周期才变化一次,那么器件的最高开关频率不会超过时钟频率的一半。
这种PWM控制器的结构简单,对电路参数的变化不敏感,动态响应快,逆变器的开关频率由滞环比较器的带宽和时钟频率决定。
(3)无差拍控制。
该方法是一种全数字化的控制技术。
它利用前一时刻的指令电流值和实际补偿电流值,根据空间矢量理论计算出逆变器下一时刻应满足的开关模式。
其优点是动态响应很快,易于计算机执行。
但其缺点是计算量大,且对系统参数依赖性较大。
后来,又有一些简化其计算的改进方法出现。
随着数字信号处理单片机(DSP)应用的不断普及,这是一种很有前途的控制方法。
(4)非线性控制。
为了适应带非线性负载的交流电网的非线性特性,以达到谐波抵消和无功补偿的最佳效果,近年来,又提出了内模控制、滑模控制及神经网络控制等非线性控制方法应用于补偿电流产生的方案。
这些非线性控制方案具有良好的应用前景,但在各种负载条件下的补偿特性尚需进一步研究
本次设计所选定的是三角波比较控制法
4.2.2主电路直流侧电压的控制
有源电力滤波器的主电路是一个电压型变流器,按照PWM控制规律,变流器的直流侧电容电压必须保持恒定,从而提供一个稳定的电压基准。
但在实际运行中由于系统存在损耗和补偿电流的变化,电容电压会产生衰减或大的波动。
对主电路直流侧电压的控制可由图4-8来实现[10]。
图4-8具有直流侧电压控制环的基准电流计算原理图
图中,
是直流侧电压的给定值,
是实际的直流侧电压。
此控制的基本思想是:
把
与
之差通过PI调节后得到调节信号
,将
叠加到瞬时有功电流的直流分量
上,经运算使指令电流信号包含一定的有功电流,使有源电力滤波器的补偿电流包含一定的基波有功电流分量,从而使有源电力滤波器的直流侧和交流侧交换能量,将直流侧电压调节到给定值。
本章小结
本章大致介绍了有源电力滤波器的几种谐波检测算法,以及讲述几种常用的有源电力滤波器补偿电流的控制方法。
同时对主电路直流侧电压也做了大概的分析。
第5章并联型有源电力滤波器的硬件设计
5.1并联型有源电力滤波器的工作原理
并联型有源电力滤波器原理图如图5-1所示,其构成由主电路、检测电路和控制电路组成。
主电路主要是由开关器件组成的逆变电路,通过控制电路控制开关器件的通断从而控制逆变主电路发出补偿电流,主电路目前均采用PWM变流器;检测电路的主要作用是检测出被补偿对象中的谐波和无功等的电流分量;控制电路的主要作用是根据指令电流发出补偿电流的指令信号,控制逆变主电路发出补偿电流,对系统中的谐波进行补偿。
并联型有源电力滤波器的工作原理是根据所检测到的负载电流谐波分量来控制SPWM电压型逆变器,使其发出一个相反的谐波电流来抵消负载谐波电流,从而起到抑制系统电流谐波含量的作用。
图5-1并联型有源电力滤波器原理图
5.2电路设计
5.2.1主电路参数设计
并联型有源电力滤波器的容量:
(5-1)
式中
是APF交流侧电压的有效值,
是补偿电流的有效值。
有源电力滤波器与谐波负载并联连接,其交流电压是相同的,因此主电路容量主要由补偿电流的大小决定,也就是由补偿对象的容量和补偿目的决定。
当有源电力滤波器只补偿谐波时,有
。
由于补偿对象为三相桥式整流电路,其
,故此有源电力滤波器的容量
约为补偿对象容量的25%。
当有源电力滤波器在补偿谐波时,还补偿无功功率,则:
(5-2)
则有源电力滤波器容量
与补偿对象容量
之比为:
(5-3)
故有源电力滤波器同时补偿谐波和无功功率时,要求其容量比只补偿谐波时大,且与三相整流电路最大触发角有关。
(2)直流侧电压的选取。
有源电力滤波器正常工作时,输出的补偿电流在指令电流的两侧呈锯齿波形状跟随其变化,对于A相有:
(5-4)
当
小于A相指令电流,则
取
或
。
若取
,则:
(5-5)
为使实际补偿电流
更好的跟随指令电流,
必须增大,则有:
(5-6)
(5-7)
也就是主电路直流侧电压应大于电网连接点相电压的3倍。
在此数值以上,直流侧电压越大,补偿电流跟随性能越好,但开关器件的耐压要求也越高,因此要综合考虑。
(3)直流侧电容的选取。
设直流侧电压为
,允许的电压波动比率为
,则电压波动的最大值
和最小值
应为:
(5-8)
在一个电源周期内,电容中能量改变的平均速率为:
(5-9)
有源电力滤波器的容量为
,为了保证电容电压波动在允许范围内:
(5-10)
即:
(5-11)
(4)交流侧电感的选取。
交流侧电感的选取必须满足有源电力滤波器对补偿电流跟踪性能的要求,所以电感不能过大,电感过大会使跟踪电流变化缓慢,导致跟踪电流和参考电流之间误差较大。
但电感选择过小,虽然动态响应快,但实际补偿电流对于期望补偿电流具有较大的超调,容易造成系统振荡,工作不稳定。
以A相为例,直接给出交流侧电感的计算公式:
(5-12)
式中,
是实际补偿电流最大变化率时对应的电流增量;
是实际补偿电流最小变化率时对应的电流增量;
是有源电力滤波器的开关频率;
是电源电压的峰值。
5.2.2开关器件的选取
作为逆变器的核芯元件即开关器件有几种可供选择的器件,如MOSFET管、绝缘门极双极型晶体管(IGBT:
InsulateGateBipolarTransistor)、门极可关断晶闸管(GTO)、集成门极晶闸管IGCT以及IEGT等几种[3]。
开关器件的电流、电压等级及开关频率等各不相同,选择时首先应该根据有源电力滤波器所需滤除的谐波频率确定器件的开关频率,然后根据有源电力滤波器的容量与电压、电流等到级选择电压、电流等级合适的器件。
如在小容量的有源电力滤波器中可以选用MOSFET器件,其开关频率很高,因此适用于滤除高频谐波,而对于中等容量和中等频率的有源电力滤波器如从几千伏安到兆伏安级的装置中通常选用IGBT器件。
而大容量低频率场合可以选择IGCT/GTO等器件。
现在由于IGBT器件技术取得了长足的进步,由于开关频率可以为几十千赫兹以下,而容量范围越来越大,其覆盖的电压、电流等级及容量等级很宽,因此已经逐叔靠近IGCT的范围,而IGBT器件驱动较简单,属于电压控制器件,所以在有源电力滤波器中得到了普遍的应用。
本论文选用的开关器件是IGBT。
IGBT器件符号如图5-2所示,一般在制造IGBT器件时都在其反向生成了反并联二极管。
以下是与IGBT安全工作和容量的相关几个参数
图5-2IGBT及其反并联二极管符号
(1)集电极-发射极电压(UCES)
它是指当IGBT器件的门极与发射极短接的时候,IGBT关断状态下,集电极与发射极之间允许的最高电压。
通常情况下,考虑到IGBT关断时由于线路上有电感,容易在关断时因电流下降率大产生电压尖峰,因此选择IGBT工作时承受的集电极-发射极电压为最高电压的50%左右。
这是选择IGBT时的一个关键。
(2)连续工作的集电极直流电流(IC)
它是指在给定的壳温下,IGBT通过该直流电流可以将IGBT的结温升到最大结温通常给出IGBT壳温为25℃,结温为150℃时的直流电流值,有的产品也会给出其他壳温值,结温为150℃时的直流电流值。
一般情况下,IGBT实际运行时的壳温与给出的值都不一样,因此IGBT器件的说明书可能会给出IC随壳温变化的曲线或给出几种壳温情况下对应的IC,这时候可以根据IGBT工作时允许的壳温(与冷却及环境温度有关),估算出对应的连续工作电流。
注意到该电流是直流电流,而在IGBT器件用作逆变器时,通过其电流通常为半波的正弦波电流,因此选择IGBT器件时应该按工作时IGBT流过的电流求出平均电流,平均电流流过IGBT器件时波形的形状,才能较准确地计算平均值电流,从而选择合适的连续工作的集电极直流电流的IGBT器件。
否则通常容易选择过大的IGBT器件。
导致浪费。
(3)连续峰值集电极电流(ICM)
在暂态情况下,IGBT集电极-发射极之间能够流过的最大电流比连续工作电流大得多。
一般IGBT器件给出在1ms时间内,IGBT能够通过的最大集最电极-发射极电流,通常该值为连续工作直流电流的1倍。
当然,如果时间更短,则IGBT能够通过的最大集电极-发射极电流更大。
5.2.3脉冲发生方法
通过对谐波电流的检测,
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