1、此外数字电路的功耗正比于电源电压的平方，因此，为了减小功耗必须降低电源的电压。但是从模拟电路设计者来看，电源电压的减小会导致模拟信号动态范围的减小。如果MOS管的域值电压随着电源的降低而等比减小的话，动态范围就不会受到严重的影响。但由于数字逻辑的原因，域值电压不能大幅地减小，所以低电压会对电路的设计带来一定的影响。2一般原理在模拟电路和数模混合电路中，对于低电压的追求逐渐成为集成电路的一种时尚。然而低电压导致了运算放大器输入共模范围的降低，传统的PMOS或NMOS差分对输入已不能满足大的输入共模范围的要求。为解决这一瓶颈，rail-to-rail运算放大器随之而产生。通常的Rail-to-Ra
2、il运放采用两级结构，运放的输出级可以采用简单的class-A或class-AB来实现，难点在于输入级的设计。输入级一般采用PMOS和NMOS并联的互补差分结构，但其跨导在整个共模输入范围内变化两倍。这种跨导的变化不仅影响环路的增益, 也会影响运放的频率补偿。同时，由于输入信号是rail-to-rail，具有很高的信噪比，因此要求整个rail-to-rail运放的输入级保持恒定的跨导（gm）。一般来说，运算放大器的输入级都采用差分放大器的输入模式。在CMOS工艺中，差分放大器可以通过PMOS或NMOS的差分对来实现。如图1，这是一个采用NMOS差分对作为输入级的电路。从图中可以得到，NMOS差
3、分对的共模输入范围为（1）式中Vgsn分别为NMOS的栅源电压，Vdsat为电流源的漏源饱和电压。图1NMOS差分对共模输入范围简单的差分对不能满足rail-to-rail共模输入的需求，解决这一问题的最简单的方法是同时使用NMOS和PMOS差分对即互补差分对，如图2所示。低共模输入时，PMOS差分对工作在饱和区，NMOS截止；高共模输入时，NMOS差分对工作在饱和区，PMOS截止。从图2易知，NMOS差分输入对M1、M2的输入能够达到正电源电压；PMOS差分输入对M3、M4可达到负电源电压。输入级所需最小电源电压为（2）式中Vsgp、Vgsn分别为PMOS、NMOS的栅源电压，Vdsat为电
4、流源的漏源饱和电压。当电源电压大于或等于Vsup时，互补差分对输入级可以正常工作，其共模输入范围为2VSSVCMVDD。因此，这种互补差分对输入级可以满足rail-to-rail共模输入范围。 图2PMOS/NMOS互补差分对共模输入范围但不幸的是，这种典型的PMOS/NMOS互补差分对有一个致命的缺陷：在整个共模输入范围内，输入电路的总跨导不恒定。图2中，在输入共模电压为低电平时，PMOS差分对处于工作状态，NMOS差分对截止；输入共模电压为高电平时，NMOS差分对处于工作状态，PMOS差分对截止。而输入共模电压在中间值时，两对差分对同时工作，跨导是其它部分的2倍，如图3所示。跨导的变化会引
5、起信号的失真并给环路的增益以及运放的频率补偿带来很大的影响。因此要求输入级的跨导在整个共模输入范围内保持恒定。上图是NMOS差分对的跨导与输入共模电压的关系，下图是PMOS差分对的跨导与输入共模电压的关系。把上面的两个图叠加在一起就得到图3，可以明显地看到，在两对MOS管同时导通时，其总跨导是其它部分的2倍。图3互补差分对跨导与输入共模电压的关系3跨导恒定技术首先，我们要给出一个电路的总跨导gm,np的表达式。设图2中的所有MOS管工作在饱和区，那么电路的总跨导为分析上面的跨导表达式，我们可以得出使跨导恒定的一些方法。先来看表达式（5），显然我们可以通过控制尾电流源In和Ip或者它们的比例来使
6、跨导恒定。再分析式（6），我们可以通过控制NMOS和PMOS的有效电压以取得总跨导的恒定。 采用1:3电流镜方法分析式（5），如果我们使那么式（5）就变为因此，为了使gm,np恒定，我们只要使恒定即可。来看看下面类似的分析：这个例子是利用恒定尾电流源来实现跨导的恒定的。具体是采用1：3电流镜的方法来实现的。以上分析的基本原理是，当输入共模电压Vicm，是复旦大学的一名学生发的论文。不过我看了好象有抄袭的嫌疑。在这里，我稍作介绍一下：上面的这个图就是其核心的电路。要理解上面的这个图的功能，我们先来看看老外写的这个，上面这个学生很多地方也都是参考这个老外的，呵呵，参考是说的好听一点！图中有个Z的符
7、号，这是什么呢这是一个齐纳二极管。齐纳二极管有什么特性它一般是工作在反向击穿区的，此时虽然流过其电流很大的变化，但其两端的电压是基本不变的。首先设定齐纳二极管两端的电压：当输入共模电压Vin比较小时，这时候只有PMOS差分对导通。因为NMOS差分对是截止的，所以有下面的关系：，即而这时VA的电位呢，因此，这时A、B两端电压要小于齐纳二极管两端的电压。因此流过二极管的电流为0，这样PMOS差分对的尾电流就为8Iref。电路的输出跨导为gm,np同理，当输入共模电压Vin比较大时，只有NMOS差分对导通，因此流过二极管的电流也为0，这样NMOS差分对的尾电流也为8Iref，电路的输出跨导为当输入共
8、模电压Vin在中间值时，这时，PMOS、NMOS差分对同时导通，这种情况时，齐纳二极管使输入对管的栅源电压之和等于VC。我们希望使PMOS和NMOS差分对的尾电流均为2Iref，以使电路的总跨导为gm,np。也就是说，齐纳二极管要分别从PMOS、NMOS对管的尾电流吸收6Iref。用什么办法来实现呢我们可以用两个栅漏短接的PMOS和NMOS来代替齐纳二极管，如下图：我们可以使M15、M16的宽长比是分别是M13、M11的6倍即可实现。这种方法电路比较简单，但不是很好理解。 采用最大电流选择的方法我写了一篇关于这种方法的论文，不过还没有发表，呵呵。下面就把具体文章片断copy到这里吧。最大电流选
9、择rail-to-rail输入级 在图4（a）中，设Vn+Vn-，那么， （3）其中vid是小信号差分输入电压； IN、IP 分别是P、N差分对管的尾电流；gm, n、 gm, p分别是P、N差分对管的跨导。从（3）可得到 （4）当N、P差分对各自工作在饱和区时，其跨导是恒定的，并且是整个共模输入范围内的最大值。选取适当的管子尺寸，使gm, n = gm, p = gm,max，那么，当输入共模电压VCM变化时，互补差分对进入三种工作状态，如图4（b）所示。区域：当VCM接近VSS时，PMOS差分对管饱和，NMOS差分对管截止或弱反型，此时 IN IPIb，gm, n IPIb，gm, p I
10、2 . 此时M2的电流变为I2，M3的电流仍为I1。但M5没有电流通过，M5和M4处于截止状态。因此，输出电流 （6）由和，不论I1I2 还是I1I2，总可以得到（7）采用最大电流选择的rail-to-rail运放输入级的电路如图6所示。M1-M4组成最基本的互补差分对，M5、M6为各自差分对的尾电流源。M7-M10及M11-M14一对电流镜，镜像电流In1、In2，使M10、M14的漏电流为In1、In2；M15-M19、M20-M24是两个结构相同的最大电流选择电路，用来选择出（In1, Ip2）及（In2, Ip1）中的较大值Io1、Io2。从图6中可得出 （8）图6采用最大电流选择的r
11、ail-to-rail CMOS运放输入级仿真结果电路设计采用TSMC m CMOS工艺，仿真软件是Hspice。电源电压，温度为常温，库文件为 （typical）。图7为输入级工作在强反型层时，gmn、gmp、gmt的仿真结果。在整个共模输入范围内总跨导gmt的偏差小于5%。图8为输入级工作在弱反型层时，gmn、gmp、gmt的仿真结果。在整个共模输入范围内总跨导gmt的偏差小于8%。图7 电路总跨导gm与输入共模电压的关系48U结论本文根据传统的互补差分对设计了一种具有恒定跨导的rail-to-rail CMOS运算放大器的输入级。跨导的恒定技术采用最大电流选择方法来实现。经仿真验证，采用这种方法不依赖于平方律模型，输入MOS管工作在强反型层和弱反型层区域时，均可实现总跨导的恒定。4小结精力有限，关于rail-to-rail运算放大器的设计我只能给出这三个方面的辅导，其它的我想还是让大家自己选择自己比较喜欢的题目，然后我给出指导。这样一来是自己感兴趣的，二来我也可以少操点心，呵呵。希望大家理解。
