1、Boost和BuckBoost变换器的设计与计算机仿真电力电子系统的计算机仿真总结报告题目：Boost 和 Buck-Boost 变换器的设计与计算机仿真一、综合训练设计内容及技术要求1. MATLAB部分（ 1）熟悉 Matlab 使用环境。（ 2）初步掌握 Matlab 的基本应用，包括数据结构，数值运算，程序设计及绘图 等。（ 3）熟悉 Simulink 系统仿真环境，包括 Simulink 工作环境，基本操作，仿真 模型，仿真模型的子系统，重要模块库等。（4）初步掌握 Simpowersystems 模型库及其应用。（5）能够使用 Simpowersystems 模型库进行电力电子电路
2、的仿真分析。 2设计部分（ 1）设计一个升压变压器，输入电压为 3-6V，输出电压 15V，负载电阻为 10 欧姆，要求电压连续。根据上述要求完成主电路设计。（ 2）设计一个 Buck-Boost 变换器，输入 20V 的直流电源，输出范围为 1040V, 要求电感电流连续。根据上述要求完成主电路设计，开关器件选用 MOSFIT，开关频率 20KHz，负载为 10 欧姆。（ 3）完成上述升压变化器的计算机仿真，观察输出电压电流波形、系统输入电 流波形、 电压电流波形的谐波情况、 不同仿真条件时输入输出的变化情况、 和理 论分析的结果进行比较。4. 选作：使用 PSIM仿真软件完成上述仿真。二、
3、综合训练总结报告必须提交的成果（1）综合训练总结报告（不少于 20 页，约一万字左右）需包括：1）前言。 2）目录。 3）主电路工作原理说明。 4）主电路设计详细过程与图纸。 5）仿真模型的建立、各模块参数的设置。 6）仿真结果的分析。 7）总结。 8）参 考文献。 9）体会。（2）综合训练总结报告要求用 A4 页面打印，小四宋体，单倍行距，采用 word 默认的边距，仿真模型、模块参数设置、 仿真结果等都要在总结报告中进行详细 说明。前言电力电子学是综合应用电工理论、 电子技术及控制理论等， 利用电力电子 （ 功 率半导体 ） 器件控制或变换电能，以达到合理而高效率地使用能源。它是电力、 电
4、子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。电力电子技术是近年来最活跃的研究领域之一。作为联系弱电与强电的纽 带，电力电子技术提供了控制电功率流动与改变电能形态的有力手段， 在小至数 瓦，大至数千千瓦乃至数十兆瓦的范围内都得到了广泛应用。 随着功率半导体制 造技术、微电子技术、计算机技术，以及控制理论的不断进步，电力电子技术向 着大功率、高频化及智能化方向发展，应用的领域将更加广阔。开关电源由功率级和控制电路组成， 功率级完成从输入电压到输出电压的基 本能量转换，它包括开关和输出滤波器。这篇报告只介绍降压升压 （Buck-Boost ）功率级，不包含控制电路。 详细介绍了工作在连续模式和非连续
5、 模式下 Buck-Boost 功率级的稳态和小信号分析， 同时也介绍了标准 Buck-Boost 功率级的不同变型，并讨论了功率级对组成部件的要求。开关电源最常见的三种结构布局是降压（ Buck）、升压（ Boost ）和降压 升压（Buck-Boost ），这三种布局都不是相互隔离的，也就是说，输入级电压和 输出电压是共地的， 但是也存在这种隔离拓扑的变型。 电源布局主要是指这些开 关、输出电感和输出电容怎么连接的。 每种布局都有它独自的特性， 这些性能主 要包括稳态电压转换比、 输入输出电流的状态、 输出电压的纹波特征， 另一个主 要特性就是占空比输出电压的传输函数的频率响应。在介绍了脉
6、冲宽度调制（ PWM）开关模型后，给出了占空比输出电压的传 输函数。图解中显示了包括驱动电路模块在内的 Buck-Boost 功率级的简单原理 图，功率开关 Q1是以一个 n 通道的金属氧化物半导体场效应管（ MOSFE）T，输 出二极管是 CR1。电感 L 和电容 C组成了有效的输出滤波器。在分析过程中，考 虑了电容 ESR（等效串联电阻） ,RC,和电感 DC的阻抗， RL。电阻 R，代表了在功 率输出端的负载。1主电路工作原理说明 51.1BUCK-BOOST主电路的构成 51.2BUCK-BOOST稳态分析 51.3BUCK-BOOST稳 态连续导通模式分析 61.4BUCK-BOOS
7、T稳态非连续导通模式分析 91.5关键电感 122主电路设计 142.1BOOST主电路设计 142.2BUCK-BOOST主电路设计 153仿真模型的建立、各模块参数的设置 173.1 BOOST变换器仿真模型建立与模块参数设置 173.2BUCK-BOOST变换器仿真模型建立与模块参数设置 204仿真结果分析 244.1 BOOST变换器仿真波形 244.2BUCK-BOOST变换器仿真波形 25总 结 27参考文献 29心得体会 30元器件明细表 311 主电路工作原理说明1.1Buck-Boost 主电路的构成Buck-Boost 变换器的主电路与 Buck 或 Boost 变换器所用
8、元器件相同， 由开 关管、二极管、电感、电容等构成，如图 1所示。与 Buck和Boost 不同的是电 感 L 在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压极性相反。 开关管也采用 PWM控制方式。 Buck-Boost 变换器也由电感电流连续和断续两种 工作方式，但在实际应用中，往往要求电流不断续，即电流连续，当电路中电感 值足够大时， 就能使得电路工作在电流连续的状态下。 因此为了分析方便， 现假 设电感足够大，则在一个周期内电流连续。图 1 Buck-Boost 主电路原理图在 Buck-Boost 的正常工作中， Q1在控制电路的开关时间内，重复的打开、 关上。在 Q1、
9、CR1和 L 的连结节点处，开关动作产生了一个脉冲序列。电感 L跟输出电容 C相连，只有在 CR1导通时，一个有效的 L/C输出滤波器才形成， 过 滤脉冲序列，产生直流输出电压。1.2Buck-Boost 稳态分析功率级可以在连续电感器电流和非连续电感器电流模式下工作， 连续电感器 电流模式在稳态工作时， 整个开关周期内都有电流连续通过电感器； 非连续电感 器电流模式是开关周期内的一部分时间电感电流为 0，它在整个周期内从 0 开始， 达到一个峰值后，再回到 0.这两种模式稍后再详细探讨， 在给出额定负载情况下如何选择电感值， 来保 证工作在选定模式的设计指导书也会提供。 对于转换器来说， 在
10、预期工作条件下 只保持希望的工作模式是很理想的， 因为在两种不同工作模式下功率级的频率响 应变化相差很大。 经过这些分析发现， 采用 n 通道的功率型金属氧化物半导体场 效应管（ MOSFE）T，驱动电路打开场效应管（ FET）时， Q1的栅极和漏极间加上正的电压 VGS（ON，） 采用 n 通道场效应管的优势在于它的低导致电阻 RDS（on）， 但是驱动电路就更加复杂， 因为需要浮动电极。 而同样大小的 p 通道场效应管有 较高的 RDS（on） ，通常也不需要浮动电极回路。晶体管 Q1和二极管 CR1画在点 划线方框里面，终端接口标为 a， p 和 c，这些会在 BUCKBOOST功率级模
11、型部 分详细讲到。1.3Buck-Boost 稳态连续导通模式分析紧接着介绍 Buck-Boost 的稳态连续导通模式分析，这部分主要目的就是给 出一个 Buck-Boost 稳态连续导通模式下电压转换关系的推导。这是很重要的， 因为它揭示了输出电压怎样由占空比和输入电压决定， 或者相反， 怎样基于输入 电压和输出电压来计算占空比。 稳态说明输入电压、 输出电压、 输出负载电流和 占空比都是固定不变的，大写字母表示出了稳态下的变量名。在连续导通模式， Buck-Boost 转换器保证每个开关周期有两个功率态， 当Q1 是开、 CR1是关时，就是开态（ ON）；当Q1是关而 CR1是开时，就是关
12、态（ OFF）。 在每个状态中， 当回路中的开关被等价回路所代替时， 一个简单的线性回路可以 用来表示这两种状态，两种状态的回路图表见图 2.a）电流连续时有两个开关模态，即 V 导通时的模态 1，等效电路见图 2（a）； V 关断时的模态 2，等效电路见图 2（ b）。开态的时间为 DTS = TON，其中 D 为由控制回路设定的占空比，代表了开 关在开态的时间占整个开关周期（ TS）的比值。关态的时间叫 TOFF，因为对于连续导通模式下在整个开关周期中只有两个状态，所以 TOFF等于 (1D) TS ，数值( 1D)有时被成为 D，这些时间与波形一起显示在图 3 中。图3 连续模式下 Bu
13、ck-Boost功率级波形图参考图 2，在 ON态，Q1此时为低电阻， RDS(ON，) 从漏极到源极，只有很小 的电压降 VDS=IL RDS(on)。同时电感器的直流电阻上的电压降也很小，等于 IL RL。因此，输入电压 VI ，减去损耗 (VDS + IL RL) ，就加载到电感器 L 两端。在这段时间 CR1是关的，因为它是反向偏置的。电感电流 IL ，从输入源 VI 流出，经过 Q1，到地。在开 (ON)态，加在电感 器两端的电压为定值，等于 VIVDSIL RL。通过改变图 2 中电流 IL 的极 性，电感上的电流会随着所加的电压而增大。 同时， 由于加载的电压通常必须为 定值，所
14、以电感电流线性增加。图 3 描述了在 TON时间内电感电流的增加。 在开态( ON)时间内电感电流的增量由下式可得 :量 IL(+) 代表了电感的纹波电流，同时注意在此期间，所有的输出负载电 流由输出电容 C 提供。参考图 2，当 Q1关时，它的漏极和源极间有很高的阻抗，所以，流过电感 L 的电流不能瞬时的变化，从 Q1 转移到 CR1。随着电感电流的减小，电感两段的 电压改变极性直到整流器 CR1变为前向偏置， 打开的时候， 这时电感 L 两段的电 压变为(VOVdIL RL) ，式中的 Vd是CR1的前向电压降。电感电流 IL，这 时从输出电容和负载电阻的组合，经过 CR1到地。注意 CR
15、1 的方向和电感中电流的流向意味着输出电容和负载电阻中电流导 致 VO为负电压。在关态(OFF)时，电感两端的电压为定数， 且为 (VOVdIL RL)，为了保证同样极性的转换，这个加载电压必须是负的(或者在开态( ON)时为极性相反的加载电压)，因为输出电压为负的。因此，电感电流在 OFF态时是减小的，而且由于加载电压必须是常数，所以电感电流线性减小。 TOFF时间内电感电流的减小见图 3.在关态( OFF)电感电流的减小可以由下式求得 :量IL( ) 也代表了电感的纹波电流。在稳态条件下，开态( ON)下的电流增加量 IL(+) 和关态( OFF)下的电 流减小量 IL( ) 必须是相等的
16、。否则，在一个周期到下一个周期，电感电流 就会有一个净的增加量或者减小量， 这就不是一个稳态了。 所以，这两个方程必 须相等，从而求出VO，得到连续导通下 Buck-Boost能量转换的关系式， 求解出VO:用TON+TOF来F替换TS，并利有D = TON / TS 和 (1D) = TOFF / TS ，VO 的稳态方程可变为 :注意在上式的化简中， 用到了TON+TOF等F于TS，这只是在连续导通模式下成立的， 在我们以后分析到非连续导通模式下就可以看到。我们还发现， IL的两个值相互相等的假定，等同于电感上的电压 - 秒曲线 的平衡。电感上的电压秒关系是由加载在电感上的电压和加载电压的
17、时间来确 定的。这是用已知的电路参数来计算像 VO和D等未知值的最好方法，这种方法在 本文中将经常用到。电感上的电压 - 秒关系平衡在物理上是必须的，而且就像欧 姆定律一样容易理解。在上面关于 IL(+) 和IL( ) 的方程中，输出电压默认为常数定值， 在ON 时间和 OFF时间内没有交流纹波电压。这是一个常用的简化，涉及到两方面的假 设，首先，输出电容足够大，它上面的电压变化可以忽略；其次，由于电容等效 串联电阻( ESR)造成的电压也可以忽略。这些假设是合理的，因为设计的交流 纹波电压是远小于输出电压的直流部分的。上面 VO的电压转换关系表明一个事实，就是可以通过调节电控比 D来调节输
18、出电压。这种关系在 D接近于0时也接近 0，在D接近1时逐渐增加而没有限制。一个常用的简化就是假定 VDS，Vd和RL足够小，可以忽略。假设 VDS, Vd和RL等于 0， 上面的式子就可以简单地看作为：一个简单定性的想象电路工作的方法就是把电感看作是一个能量储存单元， 当Q1打开时，能量加到电感器上， 当Q1关上时， 电感就把它储存的一部分能量输 送到输出电容和负载上。 输出电压就通过设定 Q1的开关时间来控制， 例如，增大 Q1开的时间， 输送到电感的能量就增加， 在Q1关时有越多的能量输出， 输出电压 就会增加。不像降压（ Buck）功率级，电感电流的平均值并不等于输出电流。想知道电 感
19、电流和输出电流的关系， 可以参考图 2和图 3，注意电感只有在能量级的关 （OFF） 态才向输出传送电流。 这样在整个开关周期内的电流平均值就等于输出电流， 因 为输出电容中的电流平均值必须等于 0.在Buck-Boost 功率级的连续导通模式中， 电感电流的平均值和输出电流的关 系有下式给出 :或者另外一个重要的现象就是电感电流的平均值跟输出电流是成比例的， 因为电 感纹波电流 IL 是跟输出负载电流无关的， 电感电流的最大值和最小值精确的跟 随电感电流的平均值变化。 例如，当电感电流的平均值由于负载电流降低而减小 2A时，电感电流的最大值和最小值也会随着减小 2A（假定一直保持在连续导通模
20、 式下）。现在就停止对 Buck-Boost 能量级在连续导通模式下电感电流的分析了， 在接 下来的部分描述在非连续模式下的稳态工作， 主要任务是 Buck-Boost 能量级在非 连续导通模式下电压转换关系的推导。1.4Buck-Boost 稳态非连续导通模式分析 现在我们研究当导通模式从连续变为非连续，负载电流降低时会发生什么， 回想连续导通模式， 电感平均电流跟随输出电流变化， 也即是， 如果输出电流减 小，电感电流平均值也会减小。 此外， 电感电流的最大值和最小值也会准确的随 着电感电流平均值变化。如果输出负载电流减小到临界电流水平以下， 在开关周期的一部分时间内电 感电流就会变为 0
21、。从图 3的波形图中可以明显看出来这点， 因为纹波电流的峰峰 值幅度并不随着输出负载电流变化。 在Buck-Boost 能量级，如果电感电流试图减低到0以下时，它会停在 0（因为 CR1只能有单向电流通过），并保持为 0直到下一 个开关周期的开始。 这个工作模式就叫做非连续导通模式。 一个工作在非连续导 通模式下的功率级在一个开关周期内有三个状态， 相比下连续导通模式只有两个 状态。功率级在连续模式和非连续模式的分界处电感电流的条件见图 4，这也是电感电流突然降到 0，而且在电流降到 0时并马上开始下个开关周期的地方。 注意， 图4中显示的是 IO和IO（Crit） 的绝对值，因为 IO和IL
22、 有相反的极性。图4 连续模式和非连续模式的分界线输出负载电流的继续下降把功率级变为非连续导通模式， 在图 5中说明这种情况 非连续导通模式的功率级频率响应跟在连续导通模式下的频率响应非常不一样， 这会在Buck-Boost 功率级模型部分给出；而且，输入到输出的关系也非常不一样， 会在下面的推导中看出来。图 5 非连续电流模式在开始推导 Buck-Boost 功率级非连续导通模式下电压转换比之前， 先回想一 下在非连续导通模式下工作的转换器的三种状态。 在Q1开，CR1关时，是开态（ON）； 在Q1关， CR1开时，是关态（ OFF）；在 Q1和CR1都关时，是空闲态（ IDLE）。前 两种
23、状态跟连续模式下的是一样的， 图2中显示的电路也适用，只是TOFF （1 D）TS。开关周期的剩余时间就是空闲 （IDLE）态。此外，输出电感的直流阻抗、 输出二极管的前向电压降和功率型金属氧化物半导体场效应管 （ MOSFE）T开态下 的电压降都足够小，可以忽略。开态（ ON）的时间TON= D TS，D为占空比，由控制电路来设定，表征开 关开态内的时间与开关周期总时间 TS的比值。关态（OFF）的时间TOFF= D2 TS， 空闲态（IDLE）的时间就是开关周期内的剩余时间， 即为TSTONTOFF= D3 TS。在图 6中给出这三种时间和响应的波形。跟前面一样， 没有进行详细的解释， 电
24、感电流增加和减少的方程直接在下面 给出。在开态（ ON）内电感电流的增加为 :纹波电流幅度 IL（+） 也是峰值电感电流 Ipk ，因为在非连续模式下，每个 周期内电流都是从 0开始的。在关态（ OFF）内电感电流的减小为 :跟在连续导通模式下一样，开态（ ON）的电流增量 IL（+） ，和关态（ OFF） 的电流减小 IL（ ） 是相等的。所以这两个方程相等，解出 VO，从而由这两个 方程中第一个来解出电压转换比：现在我们来计算输出电流 （输出电压 VO除以负载电阻 R）。它是在 CR1导通时 间内（D2 TS）整个开关周期上的电感电流的平均值。现在我们有两个方程，一个就是刚得到的输出电流（
25、 VO除以 R），一个就是 用 VI ， D和 D2来表示的输出电压。从每个方程中解出 D2，然后令它们相等，再 解这个方程就可以得到输出电压的表达式 VO。非连续导通模式下 Buck-Boost 功率级电压转换关系为从上面的关系式可以看出两种导通模式的主要不同，对于非连续导通模式， 电压转换关系是输入电压、占空比、功率级电感、开关频率和输出负载的方程； 而对于连续导通模式，电压转换关系只是取决于输入电压和占空比。在典型的应用中， Buck-Boost 功率级或者工作在连续导通模式， 或者工作在 非连续导通模式。 而对于一些特殊的应用， 选定一个导通模式后， 功率级就会维 持在这种相同的模式工
26、作。 下一部分会给出功率级的电感关系， 在已知给定的输 入电压、输出电压和输出负载电流的范围内，让它工作在一种导通模式。图 6 非连续导通模式下 Buck-Boost 转换器波形图1.5关键电感前面对Buck-Boost转换器的分析主要是在连续导通模式下和非连续导通模 式下的稳态工作。 转换器的导通模式是输入电压、 输出电压、 输出电流和电感值 的函数。 Buck-Boost 转换器设计时， 一般都设定工作在连续导通模式下， 负载电 流都高于某个一定的水平，这个水平通常是全负载电流的 5%到 10%。输入电压范 围、输出电压和负载电阻通常都是由转换器规格来确定， 这样电感值就成了让转 换器工作
27、在连续导通模式的可设计参数。 让转换器工作在连续导通模式的电感的 最小值可以由下面的过程来确定。首先，定义保持转换器工作在连续导通模式下的最小输出电流 IO(Crit) ，通 常是一个临界电流，这个值在图 4中给出了。因为我们要得到电感的最小值，所 以用电感电流的推导更加直接。保持连续导通 模式的电感电流平均值的最小值由下式给出：第二，计算满足上述关系的 L。为了解出上面的方程， 关系式中的 IL(+) 和 IL( ) 都可以看作是 IL 。同时还要注意， IL 的两个关系式都跟输出电流 水平无关，这里，采用 IL(+) 。现在代换并解出 Lmin：通过忽略小寄生电阻和二极管电压降，上面的方程
28、可以化简为：刚计算的电感值， 就可以保证转换器工作在连续导通模式下， 而且输出负载 电流高于临界电流水平 IO(crit) 。2 主电路设计Buck-Boost 变换器的主电路与 Buck 或 Boost 变换器所用元器件相同， 也由 开关管、二极管、电感、电容等构成，如图 1所示。与 Buck和Boost 不同的是 电感 L在中间，不在输出端也不在输入端， 且输出电压极性与输入电压极性相反。 开关管也采用 PWM控制方式。2.1 Boost 主电路设计图 7 Boost 变 a换）器主电路图2.1.1 仿真参数G计算给定参数：名称 i取值符号o输入电压：3-6VVi输出电压：I115VVo输
29、出功率： O22.5WPo t工作频率：100KHz b)f二极管压降：0.8VVdO1）占空比的计算 稳定工作时，开关周期导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减 小。当输入为 3V 时 :15 3150.8当输入为 6V 时:15 60.6因此， 的取值为 0.6 0.8 。2）电感量的计算： 设每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感量。15 0 .0000012 1.5电感量 L：20.6 1 0.6 2 0 .000048 HL 取 72 H。3）电容器的计算 ：0.8 0 .00011.5 0 . 00012C取 0.0003F 。2.2Buck-Boost 主电路
30、设计i2 VDi1ILuouL图 8 Bucka-B）oost 变换器主电路图2.2.1 仿真参数i计1 算 ton toff本电路要求输入L 电压为 20V，输出电压为 1040V，输出功率 P 为 160W，开，则输出电流（二极o 管电流）的平均值：因为电容足够大，忽t 略电容电流b）输入电流（电感电流）的平均值 Ii=10A 。 电感：根据纹波电流为输入电流平均值的 2.5%，可得在开关管导通期间电 感电流的增量为 Li=0.502A，因此电感值L E T =0.13mHiL电容：根据输出纹波电压为输出电压平均值的 2.5%，可得在开关管导通期 间电容电压的增量为 Uo=2.5V，可得电
31、容值IoC o =1mFUof开关管的选择：流过开关管的电流最大值iVmax I o Uo（1 ）=14A1 2Lf 开关管承受的最大反向电压为 40V，平均值为 25V，考虑一定的裕量，承受 的最大反向电压为 53.7V。二极管的选择：二极管所承受的最大电流和最大反向电压与开关管的相同， 分别为 14A 和 53.7V 。3 仿真模型的建立、各模块参数的设置3.1 Boost 变换器仿真模型建立与模块参数设置图 9 Boost 变换器仿真模型仿真参数：算法( solver)ode45s，相对误差( relativetolerance) 1e-3，开始时间 0 结束时间 0.1。电源设置： 3V电感参数设置： 0.0000072H负载电阻设置 :15V 22.5W
