1、具有电流误差补偿的电压前馈型解耦矢量控制系统精第27卷第1期2003年2月武汉理工大学学报(与工程版Journal of Wuhan University of Technolo gy(T r anspo rtat ion Science &Engineer ing 交通科学V ol. 27N o. 1F eb. 2003具有电流误差补偿的电压*前馈型解耦矢量控制系统李汉强刘玉娟高承伟(武汉理工大学自动化学院武汉430063摘要:对电压前馈型解耦矢量控制和电压反馈型解耦矢量控制进行分析比较, 前者结构简单, 后者控制精度高. 为提高前者控制系统精度, 提出具有电流误差补偿的电压前馈型解耦矢量控
2、制系统结构, 设计控制器, 建立系统数学模型, 用计算机仿真实验研究控制系统动态特性, 定子电阻变化的鲁棒性和控制精度.关键词:异步电机; 电压前馈型解耦; 矢量控制; 数学模型; 特性研究中图法分类号:T M 301. 2对于电压源驱动的异步电机矢量控制系统, 可控制的是定子电压信号, 包括频率、幅值和相角. 但在矢量控制过程中, 得到的是电流信号, 经解耦电路进行电压控制. 电压解耦型矢量控制系统有间接磁场定向和直接磁场定向两种实现方法. 间接磁场定向中无磁链闭环, 转子磁链的幅值和相角由控制系统给定值算出称为电压前馈型解耦矢量控制; 直接磁场定向控制又称电压反馈型解耦矢量控制, 这种矢量
3、控制系统中有转子磁链闭环, 必须获得磁链反馈信号才可实现13. 文中提出具有电流误差补偿的电压前馈型解耦矢量控制系统.反馈型解耦矢量控制系统结构相对要复杂得多, 它包括磁链、电流、相角的闭环控制, 但由于各闭环的调节作用, 使得系统对电机参数的依赖性要小得多, 控制性能也要比前馈型解耦矢量控制系统要好. 为保持电压前馈型解耦矢量控制系统结构简单的优点, 克服系统受电机参数影响较大的缺点, 文中采用对反馈的定子三相交流电进行坐标变换, 变换成dq 轴系上正交的直流电, 这样对反馈电流进行低通滤波比较容易, 采用单一截止频率的一阶低通滤波器就可以了.电压前馈型解耦矢量控制系统, 如果在解耦单元中只
4、使用指令值, 当所要求的解耦电压与实际情况不相符合时, 会引起转矩的稳态误差偏大或振荡, 因此, 文中提出在解耦单元中加入一个定子电流设定值与实际值误差的PI 调节器. 1. 1稳态分析在稳态运行时, 由于控制系统中电流闭环作用, 使得电流实际值与指令值相等, 此时电压前馈型与电压反馈型解耦效果一样.1. 2动态分析在动态过程中, 假设转矩电流分量i sq 发生突变, 实际值跟随给定值的变化会有一个时间差, 在指令值与实际值不一致时, 控制系统解耦出来的1两种电压解耦矢量控制系统性能35分析电压前馈型解耦矢量控制系统和电压反馈型矢量控制系统的核心部分虽然都是定子电压解耦单元, 但两个系统之间差
5、别很大. 电压前馈型矢量解耦控制系统实际上是对电机模型的逆向推导, 没有电流闭环, 系统受电机参数影响很大, 无法达到很高的控制精度, 但控制系统结构简单, 容易实现. 所以可用于对控制性能要求不高的场合. 电压收稿日期:20020620李汉强:男, 57岁, 博士, 教授, 主要研究领域为运动控制系统研究30武汉理工大学学报(交通科学与工程版 2003年第27卷电压与实际值必然会不同. 但由于有电流调节器, 其输入信号为电流指令值与实际值的误差, 电流调节器的输出可对解耦电压进行补偿.在电压矢量合成中, 前馈型超前反馈型, 从而使前馈型电压解耦矢量控制系统动态响应比反馈型的要快. 电压前馈型
6、解耦系统利用动态过程中交直轴间存在的少量耦合来提高系统的动态响应能力, 同时可减少对系统稳态性能的不利影响.当定子电阻r s 值随温度发生变化时, 会导致控制器解耦电压指令值与电压实际值不等, 也会使定子电流指令值和实际值发生差异, 通过电流调节器也可补偿此时的电流差异, 减少转矩指令值与实际值的稳态误差.式中: r =r r /L r 为转子系数; =1-M 2/(L 1L 2 为漏磁系数.式(4 与式(1 相比较, 在转子侧电压方程式中含有一个微分算子p , 因此很容易直接导出矢量控制的关键算式、转子磁链 r 与转差频率 s 的算式, 这就是该式的最大优点. 电机电磁转矩T e =PM (
7、i sq式中:P 为电机极对数.电机运动方程r=T e -T LP d t式中:J 为转动惯量, T L 为负载转矩.(6rd-i sd rq /L r (52矢量控制的基本方程式以同步角速度 1旋转的两相坐标系dq 轴下异步电机基本方程式如下.电压方程u sd u sq u rd u r s +L s p 1L s M p ( 1- r M- 1L s r s +L s p -( 1- r MM pM p 1M r r +L r p ( 1- r L r- 1M M p -( 1- r L rr r +L r pi sd i sq i rd i =3控制器设计3. 1定子电压解耦单元34由式
8、(4 定子回路展开得u sd =(r s + L s p i sd - 1 L s i sq +M p rd /L r - 1M rq /L r u sq = 1 L s i sd +(r s + L s p i sq + 1M rd /L r +M p rq /L r控制, 也叫转子磁场定向控制, 则 =0(*为控制器参数.由式(4 第三行展开得转子磁链模型p r d =- r rd + r M i sd当*rd*rd(7 (8*rq把转子磁链 r 设定在d 轴上, 此时称为理想矢量= *r ,(1式中:u sd , u sq 为定子dq 轴电压; i sd , i sq 为定子dq 轴电流
9、; u rd , u rq 为转子dq 轴电压; i r d , i rq 为转子dq 轴电流; r s , r r 为定、转子电阻; L s , L r 为定、转子等效自感; M 为等效互感; 1为转子磁链同步角速度;r 为电机角速度; p =为微分算子.d t磁链方程sd L s 0M 0i sdsq rd (9*在稳态时为恒值控制, 则 *rd =M i sd .把这些关系代入式(7 , (8 得定子电压*u *sd =r s i sd - 1 L s i sq*u *sq = 1L s i sd +(r s + L s p i sq(10 (11从式(10 , (11 可以看出, 在转
10、子磁场定向控制的dq 轴系中, 构成定子电压直轴分量u sd 中不仅有定子电流直轴分量I sd 产生的电压, 还有定子电流交轴分量I *sq 产生的耦合电压; 而在定子电压*交轴分量u *sq 中不仅有定子电流交轴分量I sq 产生*=0M 0L s 0M0L r 0M 0L i sq i rd i (2的电压, 还有定子电流直轴分量I sd 产生的耦合电压. 为消除异步电机交直轴之间的耦合现象, 矢量控制系统中电机直轴电压指令值u *sd 中不仅包含对I sd 的控制, 还要包含对I sq 的控制. 同理, 在电*机交轴电压指令值u *sq 中同样要包含对I sd 与I sq 的*由于异步电
11、机转子侧短路, 则u rd =u rq =0把式(2 , (3 代入式(1 得u sd u dq 00=r s + L s p 1 L s - r M 0- 1 L s r s + L s p0- r MMp /L r 1M /L r r +p 1- r- 1M /L r Mp /L r -( 1- r r +p(3i sd i sqrd 控制.另外, 在式(10 , (11 中, 有定子电阻r s 项, 它易受温度变化的影响, 同时在式(11 中, 交轴电i *第1期李汉强等:具有电流误差补偿的电压前馈型解耦矢量控制系统31项对干扰特别敏感, 容易引起电机的干扰电压, 因此文中在电压前馈型解
12、耦控制基础上增设dq 轴电流的指令值与实际值的误差进行PI 调节以达到消除微分干扰和定子电阻受温度变化干扰的目的. 具有电流误差补偿的定子电压解耦单元结构如图1所示 .最终目标是要求电机按给定转速值运行. 为使电机在调速过程中快速响应, 采用PI 控制. 转矩电*流分量i *sq 可以用电机角速度给定值 r 与实际值r 经比例积分运算获得i *sq =(K s +s( *r - r T s S(174控制系统结构由式(12 (17 可画出具有电流误差补偿的电压前馈型解耦矢量控制系统的结构如图2所示 .图1改进后的电压前馈型解耦单元改进后的电压前馈型解耦单元数学模型I(i *sd -i sd +
13、T I S *r *s i sd - 1 L s i sq u *sd =(K I +I u =(K I + (i *sq -i sq +T I S * *1L s i sd +r s i sq*sq(12图2控制系统结构图(135仿真研究结果仿真实验电机参数JO 2-52-4:P N =10kW , U N =380V, I N =19. 8A , n N =1452r/m in, 接法, r s =1. 33, r r =1. 12, L s =0. 2942H, L r =0. 3005H , M =0. 2865H, i sd =7A, J =0. 0618kgm .*23. 2频率控
14、制单元由式(4 展开得电源角频率*1= r + r M i sq / r d = r + s(14 (15 (16转差频率*s = r M i sq / r d = r i sq /i sd转子磁链 r 的位置角*! =*1d t控制系统数学模型由电动机数学模型和控制器数学模型两部分组成. 式(4 (6 为电动机数学模型, 式(9 , (12 (17 为控制器数学模型. 根据控制系统数学模型可进行计算机仿真实验.图3为电机突加负载, 负载转矩T L 从36Nm 2阶跃到66Nm 2 时电机转矩和转速动态特3. 3转矩电流确定单元矢量控制始终是转矩控制, 电动机的瞬时转矩T =K i , 它与速
15、度控制无关. 但调速系统的*e*sqa 转矩动态特性b 速度动态特性32武汉理工大学学报(交通科学与工程版 2003年第27卷性, 动态响应时间小于0. 5s . 图4为定子电阻值变化r *s /r s =1. 5倍时速度指令值从1000r /m in 阶跃到1500r/m in 时的情况, 图4a 为有电流误差补偿, 图4b 为无电流误差补偿时的转矩动态响应. 有电流误差补偿时指令值与实际值的相对稳态误差小于4%, 无电流误差补偿时指令值与实际值的相对稳态误差将达36%.显然, 文中提出的具有电流误差补偿的电压前馈型解耦矢量控制系统具有良好的动态特性, 并对定子电阻变化具有鲁棒性, 提高了控
16、制系统的精度 .a 有电流误差补偿b 无电流误差补偿图4r *s /r s =1. 5 转矩动态特性与稳态误差T he Voltage Feedforw ard Decoupling Vector Control System w ith Current Error CompensationLi Hanqiang Liu Yuj uan Gao C hengwei (School of A utomation , WUT , Wuhan 430063AbstractThis paper com pares the feedback voltage decoupling vecto r cont
17、rol system w ith the feed fo rw ar d voltag e deco upling v ecto r control sy stem , The former has a sim ple structur e , and the latter can g ain hig h precision o f control . In order to raise the pr ecision , a feedback voltage decoupling vector contr ol sy stem is brought forw ard, a contr olle
18、r is desig ned, a mo del of the system is built, sim ulation is car-ried o ut to test the transient characters, ro bustness of the stator s resistance variatio n and the preci-sion o f control .Key words :induction m otor, feedfo rw ar d voltag e decoupling, vecto r control, m ath mo del, characterresearch
